MOS管,MOS管米勒效應

米勒效應概述

米勒效應（Miller effect）是在電子學(xué)中，反相放大電路中，輸入與輸出之間的分布電容或寄生電容由于放大器的放大作用，其等效到輸入端的電容值會(huì )擴大1+K倍，其中K是該級放大電路電壓放大倍數。

雖然一般密勒效應指的是電容的放大，但是任何輸入與其它高放大節之間的阻抗也能夠通過(guò)密勒效應改變放大器的輸入阻抗。

米勒效應的應用

米勒效應在電子電路中，應用很廣泛

（1）密勒積分

在集成運算放大器開(kāi)環(huán)增益A很高的情況下，展寬積分線(xiàn)性范圍，提高運算精度，獲得了廣泛的運用。

（2）用米勒電容補償，消除自激反應

由于米勒電容補償后的頻率響應，是一種在0dB帶寬不受損失的情況下, 使集成運算放大器沒(méi)有產(chǎn)生自激可能品質(zhì)優(yōu)良的“完全補償‘。同時(shí)，密勒效應使小補償電容可以制作在基片上，從而實(shí)現了沒(méi)有外接補償元件的所謂“ 內藏補償” 。

MOS管米勒效應平臺形成的基本原理

MOSFET的柵極驅動(dòng)過(guò)程，可以簡(jiǎn)單的理解為驅動(dòng)源對MOSFET的輸入電容（主要是柵源極電容Cgs）的充放電過(guò)程；當Cgs達到門(mén)檻電壓之后， MOSFET就會(huì )進(jìn)入開(kāi)通狀態(tài)；當MOSFET開(kāi)通后，Vds開(kāi)始下降，Id開(kāi)始上升，此時(shí)MOSFET進(jìn)入飽和區；但由于米勒效應，Vgs會(huì )持續一段時(shí)間不再上升，此時(shí)Id已經(jīng)達到最大，而Vds還在繼續下降，直到米勒電容充滿(mǎn)電，Vgs又上升到驅動(dòng)電壓的值，此時(shí)MOSFET進(jìn)入電阻區，此時(shí)Vds徹底降下來(lái)，開(kāi)通結束。

由于米勒電容阻止了Vgs的上升，從而也就阻止了Vds的下降，這樣就會(huì )使損耗的時(shí)間加長(cháng)。（Vgs上升，則導通電阻下降，從而Vds下降）

米勒效應在MOS驅動(dòng)中臭名昭著(zhù)，他是由MOS管的米勒電容引發(fā)的米勒效應，在MOS管開(kāi)通過(guò)程中，GS電壓上升到某一電壓值后GS電壓有一段穩定值，過(guò)后GS電壓又開(kāi)始上升直至完全導通。為什么會(huì )有穩定值這段呢？因為，在MOS開(kāi)通前，D極電壓大于G極電壓，MOS寄生電容Cgd儲存的電量需要在其導通時(shí)注入G極與其中的電荷中和，因MOS完全導通后G極電壓大于D極電壓。米勒效應會(huì )嚴重增加MOS的開(kāi)通損耗。（MOS管不能很快得進(jìn)入開(kāi)關(guān)狀態(tài)）

所以就出現了所謂的圖騰驅動(dòng)??！選擇MOS時(shí)，Cgd越小開(kāi)通損耗就越小。米勒效應不可能完全消失。MOSFET中的米勒平臺實(shí)際上就是MOSFET處于“放大區”的典型標志。用用示波器測量GS電壓，可以看到在電壓上升過(guò)程中有一個(gè)平臺或凹坑，這就是米勒平臺。

MOS管米勒效應形成的詳細過(guò)程

米勒效應指在MOS管開(kāi)通過(guò)程會(huì )產(chǎn)生米勒平臺，原理如下。

理論上驅動(dòng)電路在G級和S級之間加足夠大的電容可以消除米勒效應。但此時(shí)開(kāi)關(guān)時(shí)間會(huì )拖的很長(cháng)。一般推薦值加0.1Ciess的電容值是有好處的。

下圖中粗黑線(xiàn)中那個(gè)平緩部分就是米勒平臺。

刪荷系數的這張圖 在第一個(gè)轉折點(diǎn)處：Vds開(kāi)始導通。Vds的變化通過(guò)Cgd和驅動(dòng)源的內阻形成一個(gè)微分。因為Vds近似線(xiàn)性下降，線(xiàn)性的微分是個(gè)常數，從而在Vgs處產(chǎn)生一個(gè)平臺。

米勒平臺是由于mos 的g d 兩端的電容引起的，即mos  datasheet里的Crss 。

這個(gè)過(guò)程是給Cgd充電，所以Vgs變化很小，當Cgd充到Vgs水平的時(shí)候，Vgs才開(kāi)始繼續上升。

Cgd在mos剛開(kāi)通的時(shí)候，通過(guò)mos快速放電，然后被驅動(dòng)電壓反向充電，分擔了驅動(dòng)電流，使得Cgs上的電壓上升變緩，出現平臺。

t0~t1: Vgs from 0 to Vth.Mosfet沒(méi)通.電流由寄生二極管Df.

t1~t2: Vgs from Vth to Va. Id

t2~t3: Vds下降.引起電流繼續通過(guò)Cgd. Vdd越高越需要的時(shí)間越長(cháng).

Ig 為驅動(dòng)電流.

開(kāi)始降的比較快.當Vdg接近為零時(shí),Cgd增加.直到Vdg變負,Cgd增加到最大.下降變慢.

t3~t4: Mosfet 完全導通,運行在電阻區.Vgs繼續上升到Vgg.

平臺后期，VGS繼續增大，IDS是變化很小，那是因為MOS飽和了。。。，但是，從樓主的圖中，這個(gè)平臺還是有一段長(cháng)度的。

這個(gè)平臺期間，可以認為是MOS 正處在放大期。

前一個(gè)拐點(diǎn)前：MOS 截止期，此時(shí)Cgs充電，Vgs向Vth逼進(jìn)。

前一個(gè)拐點(diǎn)處：MOS 正式進(jìn)入放大期

后一個(gè)拐點(diǎn)處：MOS 正式退出放大期，開(kāi)始進(jìn)入飽和期。

當斜率為dt 的電壓V施加到電容C上時(shí)(如驅動(dòng)器的輸出電壓)，將會(huì )增大電容內的電流：

I=C×dV/dt  （1）

因此，向MOSFET施加電壓時(shí)，將產(chǎn)生輸入電流Igate = I1 + I2，如下圖所示。

在右側電壓節點(diǎn)上利用式(1)，可得到：

I

1=Cgd×d(Vgs-Vds)/dt=Cgd×(dVgs/dt-dVds/dt)     （2）

I2=Cgs×d(Vgs/dt)    （3）

如果在MOSFET上施加柵-源電壓Vgs，其漏-源電壓Vds 就會(huì )下降(即使是呈非線(xiàn)性下降)。因此，可以將連接這兩個(gè)電壓的負增益定義為：

Av=- Vds/Vgs  （4）

將式(4)代入式(2)中，可得：

I1=Cgd×（1+Av）dVgs/dt   （5）

在轉換(導通或關(guān)斷)過(guò)程中，柵-源極的總等效電容Ceq為：

Igate=I1+I2=(Cgd×(1+Av)+Cgs)×dVgs/dt=Ceq×dVgs/dt   （6）

式中(1+Av)這一項被稱(chēng)作米勒效應，它描述了電子器件中輸出和輸入之間的電容反饋。當柵-漏電壓接近于零時(shí)，將會(huì )產(chǎn)生米勒效應。

Cds分流最厲害的階段是在放大區。為啥？ 因為這個(gè)階段Vd變化最劇烈。平臺恰恰是在這個(gè)階段形成。你可認為：門(mén)電流Igate完全被Cds吸走，而沒(méi)有電流流向Cgs。

注意數據手冊中的表示方法

Ciss=Cgs+Cgd

Coss=Cds+Cgd

Crss=Cgd

如何消除MOS管米勒效應

設計電源時(shí)，工程師常常會(huì )關(guān)注與MOSFET導通損耗有關(guān)的效率下降問(wèn)題。在出現較大RMS電流的情況下, 比如轉換器在非連續導電模式(DCM)下工作時(shí)，若選擇Rds(on)較小的MOSFET，芯片尺寸就會(huì )較大，從而輸入電容也較大。也就是說(shuō)，導通損耗的減小將會(huì )造成較大的輸入電容和控制器較大的功耗。當開(kāi)關(guān)頻率提高時(shí)，問(wèn)題將變得更為棘手。

圖1 MOSFET導通和關(guān)斷時(shí)的典型柵電流

圖2 MOSFET中的寄生電容

圖3 典型MOSFET的柵電荷

圖4 基于專(zhuān)用控制器的簡(jiǎn)單QR轉換器

圖5 ZVS技術(shù)消除米勒效應

MOSFET導通和關(guān)斷時(shí)的典型柵電流如圖1所示。在導通期間，流經(jīng)控制器Vcc引腳的峰值電流對Vcc充電；在關(guān)斷期間，存儲的電流流向芯片的接地端。如果在相應的面積上積分，即進(jìn)行篿gate(t)dt，則可得到驅動(dòng)晶體管的柵電荷Qg 。將其乘以開(kāi)關(guān)頻率Fsw，就可得到由控制器Vcc提供的平均電流。因此，控制器上的總開(kāi)關(guān)功率(擊穿損耗不計)為：

Pdrv = Fsw×Qg×Vcc

如果使用開(kāi)關(guān)速度為100kHz 的12V控制器驅動(dòng)柵電荷為100nC的MOSFET，驅動(dòng)器的功耗即為100nC×100kHz×12V=10mA×12V=120mW。

MOSFET的物理結構中有多種寄生單元，其中電容的作用十分關(guān)鍵，如圖2所示。產(chǎn)品數據表中的三個(gè)參數采取如下定義：當源-漏極短路時(shí)，令Ciss = Cgs + Cgd；當柵-源極短路時(shí)，令Coss = Cds +? Cgd；Crss = Cgd。

驅動(dòng)器實(shí)際為柵-源極連接。當斜率為dt 的電壓V施加到電容C上時(shí)(如驅動(dòng)器的輸出電壓)，將會(huì )增大電容內的電流：

I=C×dV/dt

(2)

因此，向MOSFET施加電壓時(shí)，將產(chǎn)生輸入電流Igate = I1 + I2，如圖2所示。在右側電壓節點(diǎn)上利用式(2)，可得到：

I1=Cgd×d(Vgs-Vds)/dt=Cgd×(dVgs/dt-dVds/dt)

(3)I2=Cgs×d(Vgs/dt)

（7）式中(1-Av)這一項被稱(chēng)作米勒效應，它描述了電子器件中輸出和輸入之間的電容反饋。當柵-漏電壓接近于零時(shí)，將會(huì )產(chǎn)生米勒效應。典型功率MOSFET的柵電荷如圖3所示，該圖通過(guò)用恒定電流對柵極充電并對柵-源電壓進(jìn)行觀(guān)察而得。根據式(6)，當Ciss突然增大時(shí)，電流持續流過(guò)。但由于電容急劇增加，而相應的電壓升高dVgs卻嚴重受限，因此電壓斜率幾乎為零，如圖3中的平坦區域所示。

圖3也顯示出降低在轉換期間Vds(t)開(kāi)始下降時(shí)的點(diǎn)的位置，有助于減少平坦區域效應。Vds=100V時(shí)的平坦區域寬度要比Vds=400V時(shí)窄，曲線(xiàn)下方的面積也隨之減小。因此，如果能在Vds等于零時(shí)將MOSFET導通，即利用ZVS技術(shù)，就不會(huì )產(chǎn)生米勒效應。

在準諧振模式(QR)中采用反激轉換器是消除米勒效應較經(jīng)濟的方法, 它無(wú)需在下一個(gè)時(shí)鐘周期內使開(kāi)關(guān)處于導通狀態(tài)，只要等漏極上的自然振蕩將電壓逐漸降至接近于零。與此同時(shí)，通過(guò)專(zhuān)用引腳可以檢測到控制器再次啟動(dòng)了晶體管。通過(guò)在開(kāi)關(guān)打開(kāi)處反射的足夠的反激電壓(N×[Vout+Vf])，即可實(shí)現ZVS操作，這通常需要800V(通用范圍)的高壓MOSFET?；诎采赖腘CP1207的QR轉換器如圖4所示，它可以直接使用高壓電源供電。該轉換器在ZVS下工作時(shí)的柵-源電壓和漏極波形如圖5所示。

總之，如果需要Qg較大的MOSFET，最好使反激轉換器在ZVS下工作，這樣可以減少平均驅動(dòng)電流帶來(lái)的不利影響。這一技術(shù)也廣泛應用于諧振轉換器中。

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