開(kāi)關(guān)電源MOS管的8大損耗計算與選型原則解析-減少MOS管損耗的方法-KIA MOS管
信息來(lái)源：本站 日期：2019-01-15
開(kāi)關(guān)模式電源（Switch Mode Power Supply，簡(jiǎn)稱(chēng)SMPS），又稱(chēng)交換式電源、開(kāi)關(guān)變換器，是一種高頻化電能轉換裝置，是電源供應器的一種。其功能是將一個(gè)位準的電壓，透過(guò)不同形式的架構轉換為用戶(hù)端所需求的電壓或電流。開(kāi)關(guān)電源的輸入多半是交流電源（例如市電）或是直流電源，而輸出多半是需要直流電源的設備，例如個(gè)人電腦，而開(kāi)關(guān)電源就進(jìn)行兩者之間電壓及電流的轉換。
開(kāi)關(guān)損耗包括導通損耗和截止損耗。導通損耗指功率管從截止到導通時(shí),所產(chǎn)生的功率損耗。截止損耗指功率管從導通到截止時(shí),所產(chǎn)生的功率損耗。開(kāi)關(guān)損耗（Switching-Loss）包括開(kāi)通損耗（Turn-on Loss）和關(guān)斷損耗(Turn-of Loss)，常常在硬開(kāi)關(guān)（Hard-Switching）和軟開(kāi)關(guān)（Soft-Switching）中討論。所謂開(kāi)通損耗（Turn-on Loss），是指非理想的開(kāi)關(guān)管在開(kāi)通時(shí)，開(kāi)關(guān)管的電壓不是立即下降到零，而是有一個(gè)下降時(shí)間，同時(shí)它的電流也不是立即上升到負載電流，也有一個(gè)上升時(shí)間。在這段時(shí)間內，開(kāi)關(guān)管的電流和電壓有一個(gè)交疊區，會(huì )產(chǎn)生損耗，這個(gè)損耗即為開(kāi)通損耗。以此類(lèi)比，可以得出關(guān)斷損耗產(chǎn)生的原因，這里不再贅述。開(kāi)關(guān)損耗另一個(gè)意思是指在開(kāi)關(guān)電源中，對大的MOS管進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作時(shí)，需要對寄生電容充放電，這樣也會(huì )引起損耗。
在電源電路應用中，往往首先考慮漏源電壓 VDS 的選擇。在此上的基本原則為 MOSFET 實(shí)際工作環(huán)境中的最大峰值漏源極間的電壓不大于器件規格書(shū)中標稱(chēng)漏源擊穿電壓的 90% 。即：
VDS_peak ≤ 90% * V(BR)DSS
注：一般地， V(BR)DSS 具有正溫度系數。故應取設備最低工作溫度條件下之 V(BR)DSS值作為參考。
其次考慮漏極電流的選擇?；驹瓌t為 MOSFET 實(shí)際工作環(huán)境中的最大周期漏極電流不大于規格書(shū)中標稱(chēng)最大漏源電流的 90% ；漏極脈沖電流峰值不大于規格書(shū)中標稱(chēng)漏極脈沖電流峰值的 90% 即：
ID_max ≤ 90% * ID
ID_pulse ≤ 90% * IDP
注：一般地， ID_max 及 ID_pulse 具有負溫度系數，故應取器件在最大結溫條件下之 ID_max 及 ID_pulse 值作為參考。器件此參數的選擇是極為不確定的—主要是受工作環(huán)境，散熱技術(shù)，器件其它參數（如導通電阻，熱阻等）等相互制約影響所致。最終的判定依據是結點(diǎn)溫度（即如下第六條之“耗散功率約束”）。根據經(jīng)驗，在實(shí)際應用中規格書(shū)目中之 ID 會(huì )比實(shí)際最大工作電流大數倍，這是因為散耗功率及溫升之限制約束。在初選計算時(shí)期還須根據下面第六條的散耗功率約束不斷調整此參數。建議初選于 3~5 倍左右 ID = (3~5)*ID_max。
MOSFEF 的驅動(dòng)要求由其柵極總充電電量（ Qg ）參數決定。在滿(mǎn)足其它參數要求的情況下，盡量選擇 Qg 小者以便驅動(dòng)電路的設計。驅動(dòng)電壓選擇在保證遠離最大柵源電壓（ VGSS ）前提下使 Ron 盡量小的電壓值（一般使用器件規格書(shū)中的建議值）
小的 Ron 值有利于減小導通期間損耗，小的 Rth 值可減小溫度差（同樣耗散功率條件下），故有利于散熱。
MOSFET 損耗計算主要包含如下 8 個(gè)部分：
PD = Pon + Poff + Poff_on + Pon_off + Pds + Pgs+Pd_f+Pd_recover
詳細計算公式應根據具體電路及工作條件而定。例如在同步整流的應用場(chǎng)合，還要考慮體內二極管正向導通期間的損耗和轉向截止時(shí)的反向恢復損耗。損耗計算可參考下文的“MOS管損耗的8個(gè)組成部分”部分。
器件穩態(tài)損耗功率 PD,max 應以器件最大工作結溫度限制作為考量依據。如能夠預先知道器件工作環(huán)境溫度，則可以按如下方法估算出最大的耗散功率：
PD,max ≤ （ Tj,max - Tamb ） / Rθj-a
其中 Rθj-a 是器件結點(diǎn)到其工作環(huán)境之間的總熱阻 , 包括 Rθjuntion-case,Rθcase-sink,Rθsink-ambiance 等。如其間還有絕緣材料還須將其熱阻考慮進(jìn)去。
在器件設計選擇過(guò)程中需要對 MOSFET 的工作過(guò)程損耗進(jìn)行先期計算（所謂先期計算是指在沒(méi)能夠測試各工作波形的情況下，利用器件規格書(shū)提供的參數及工作電路的計算值和預計波形，套用公式進(jìn)行理論上的近似計算）。
導通損耗,指在 MOSFET 完全開(kāi)啟后負載電流（即漏源電流） IDS(on)(t) 在導通電阻 RDS(on) 上產(chǎn)生之壓降造成的損耗。
導通損耗計算：
先通過(guò)計算得到 IDS(on)(t) 函數表達式并算出其有效值 IDS(on)rms ，再通過(guò)如下電阻損耗計算式計算：
Pon=IDS(on)rms2 × RDS(on) × K × Don
說(shuō)明：
計算 IDS(on)rms 時(shí)使用的時(shí)期僅是導通時(shí)間 Ton ，而不是整個(gè)工作周期 Ts ； RDS(on)會(huì )隨 IDS(on)(t) 值和器件結點(diǎn)溫度不同而有所不同，此時(shí)的原則是根據規格書(shū)查找盡量靠近預計工作條件下的 RDS(on) 值（即乘以規格書(shū)提供的一個(gè)溫度系數 K ）。
截止損耗，指在 MOSFET 完全截止后在漏源電壓 VDS(off) 應力下產(chǎn)生的漏電流 IDSS 造成的損耗。
截止損耗計算：
先通過(guò)計算得到 MOSFET 截止時(shí)所承受的漏源電壓 VDS(off) ，在查找器件規格書(shū)提供之 IDSS ，再通過(guò)如下公式計算：
Poff=VDS(off) × IDSS ×（ 1-Don ）
說(shuō)明：
IDSS 會(huì )依 VDS(off) 變化而變化，而規格書(shū)提供的此值是在一近似 V(BR)DSS 條件下的參數。如計算得到的漏源電壓 VDS(off) 很大以至接近 V(BR)DSS 則可直接引用此值，如很小，則可取零值，即忽略此項。
開(kāi)啟過(guò)程損耗，指在 MOSFET 開(kāi)啟過(guò)程中逐漸下降的漏源電壓 VDS(off_on)(t) 與逐漸上升的負載電流（即漏源電流） IDS(off_on)(t) 交叉重疊部分造成的損耗。
開(kāi)啟過(guò)程損耗計算：
開(kāi)啟過(guò)程 VDS(off_on)(t) 與 IDS(off_on)(t) 交叉波形如上圖所示。首先須計算或預計得到開(kāi)啟時(shí)刻前之 VDS(off_end) 、開(kāi)啟完成后的 IDS(on_beginning) 即圖示之 Ip1 ，以及 VDS(off_on)(t) 與 IDS(off_on)(t) 重疊時(shí)間 Tx 。然后再通過(guò)如下公式計算：
Poff_on= fs ×∫ Tx VDS(off_on)(t) × ID(off_on)(t) × dt
實(shí)際計算中主要有兩種假設 — 圖 (A) 那種假設認為 VDS(off_on)(t) 的開(kāi)始下降與 ID(off_on)(t) 的逐漸上升同時(shí)發(fā)生；圖 (B) 那種假設認為 VDS(off_on)(t) 的下降是從 ID(off_on)(t) 上升到最大值后才開(kāi)始。圖 (C) 是 FLYBACK 架構路中一 MOSFET 實(shí)際測試到的波形，其更接近于 (A) 類(lèi)假設。針對這兩種假設延伸出兩種計算公式：
(A) 類(lèi)假設 Poff_on=1/6 × VDS(off_end) × Ip1 × tr × fs
(B) 類(lèi)假設 Poff_on=1/2 × VDS(off_end) × Ip1 × (td(on)+tr) × fs
(B) 類(lèi)假設可作為最?lèi)毫幽Ｊ降挠嬎阒怠?/span>
說(shuō)明：
圖 (C) 的實(shí)際測試到波形可以看到開(kāi)啟完成后的 IDS(on_beginning)>>Ip1 （電源使用中 Ip1 參數往往是激磁電流的 初始值）。疊加的電流波峰確切數值我們難以預計得到，其 跟電路架構和器件參數有關(guān)。例如 FLYBACK 中 實(shí)際電流應 是 Itotal=Idp1+Ia+Ib (Ia 為次級端整流二極管的反向恢 復電流感應回初極的電流值 -- 即乘以匝比， Ib 為變壓器 初級側繞組層間寄生電容在 MOSFET 開(kāi)關(guān)開(kāi)通瞬間釋放的 電流 ) 。這個(gè)難以預計的數值也是造成此部分計算誤差的 主要原因之一。
關(guān)斷過(guò)程損耗。指在 MOSFET 關(guān)斷過(guò)程中 逐漸上升的漏源電壓 VDS(on_off) (t) 與逐漸 下降的漏源電流 IDS(on_off)(t) 的交叉重 疊部分造成的損耗。
關(guān)斷過(guò)程損耗計算：
如上圖所示，此部分損耗計算原理及方法跟 Poff_on 類(lèi)似。 首先須計算或預計得到關(guān)斷完成后之漏源電壓 VDS(off_beginning) 、關(guān)斷時(shí)刻前的負載電流 IDS(on_end) 即圖示之 Ip2 以及 VDS(on_off) (t) 與 IDS(on_off)(t) 重疊時(shí)間 Tx 。然后再通過(guò) 如下公式計算：
Poff_on= fs ×∫ Tx VDS(on_off) (t) × IDS(on_off)(t) × dt
實(shí)際計算中，針對這兩種假設延伸出兩個(gè)計算公式：
(A) 類(lèi)假設 Poff_on=1/6 × VDS(off_beginning) × Ip2 × tf × fs
(B) 類(lèi)假設 Poff_on=1/2 × VDS(off_beginning) × Ip2 × (td(off)+tf) × fs
(B) 類(lèi)假設可作為最?lèi)毫幽Ｊ降挠嬎阒怠?/span>
說(shuō)明：
IDS(on_end) =Ip2 ，電源使用中這一參數往往是激磁電流 的末端值。因漏感等因素， MOSFET 在關(guān)斷完成后之 VDS(off_beginning) 往往都有一個(gè)很大的電壓尖峰 Vspike 疊加其 上，此值可大致按經(jīng)驗估算。
驅動(dòng)損耗，指柵極接受驅動(dòng)電源進(jìn)行驅動(dòng)造成之損耗
驅動(dòng)損耗的計算
確定驅動(dòng)電源電壓 Vgs 后，可通過(guò)如下公式進(jìn)行計算：
Pgs= Vgs × Qg × fs
說(shuō)明
Qg 為總驅動(dòng)電量，可通過(guò)器件規格書(shū)查找得到。
Coss電容的泄放損耗,指MOS輸出電容 Coss 截止期間儲蓄的電場(chǎng)能于導同期間在漏源極上的泄放損耗。
Coss電容的泄放損耗計算
首先須計算或預計得到開(kāi)啟時(shí)刻前之 VDS ，再通過(guò)如下公式進(jìn)行計算：
Pds=1/2 × VDS(off_end)2 × Coss × fs
說(shuō)明
Coss 為 MOSFET 輸出電容，一般可等于 Cds ，此值可通過(guò)器件規格書(shū)查找得到。
體內寄生二極管正向導通損耗,指MOS體內寄生二極管在承載正向電流時(shí)因正向壓降造成的損耗。
體內寄生二極管正向導通損耗計算
在一些利用體內寄生二極管進(jìn)行載流的應用中（例如同步整流），需要對此部分之損耗進(jìn)行計算。公式如下：
Pd_f = IF × VDF × tx × fs
其中： IF 為二極管承載的電流量， VDF 為二極管正向導通壓降， tx 為一周期內二極管承載電流的時(shí)間。
說(shuō)明
會(huì )因器件結溫及承載的電流大小不同而不同?？筛鶕?shí)際應用環(huán)境在其規格書(shū)上查找到盡量接近之數值。
體內寄生二極管反向恢復損耗，指MOS體內寄生二極管在承載正向電流后因反向壓致使的反向恢復造成的損耗。
體內寄生二極管反向恢復損耗計算
這一損耗原理及計算方法與普通二極管的反向恢復損耗一樣。公式如下：
Pd_recover=VDR × Qrr × fs
其中： VDR 為二極管反向壓降， Qrr 為二極管反向恢復電量，由器件提供之規格書(shū)中查找而得。
減小開(kāi)關(guān)損耗一方面要盡可能地制造出具有理想開(kāi)關(guān)特性的器件,另一方面利用新的線(xiàn)路技術(shù)改變器件開(kāi)關(guān)時(shí)期的波形,如:晶體管緩沖電路,諧振電路,和軟開(kāi)關(guān)技術(shù)等。
(1)晶體管緩沖電路(即加吸收網(wǎng)絡(luò )技術(shù))
早期電源多采用此線(xiàn)路技術(shù)。采用此電路, 功率損耗雖有所減小,但仍不是很理想。①減少導通損耗在變壓器次級線(xiàn)圈后面加飽和電感, 加反向恢復時(shí)間快的二極管,利用飽和電感阻礙電流變化的特性, 限制電流上升的速率,使電流與電壓的波形盡可能小地重疊。②減少截止損耗加R 、C 吸收網(wǎng)絡(luò ), 推遲變壓器反激電壓發(fā)生時(shí)間, 最好在電流為0時(shí)產(chǎn)生反激電壓,此時(shí)功率損耗為0。該電路利用電容上電壓不能突變的特性,推遲反激電壓發(fā)生時(shí)間。為了增加可靠性,也可在功率管上加R 、C 。但是此電路有明顯缺點(diǎn):因為電阻的存在,導致吸收網(wǎng)絡(luò )有損耗 。
(2)諧振電路
該電路只改變開(kāi)關(guān)瞬間電流波形,不改變導通時(shí)電流波形。只要選擇好合適的L 、C ,結合二極管結電容和變壓器漏感, 就能保證電壓為0時(shí),開(kāi)關(guān)管導通或截止。因此, 采用諧振技術(shù)可使開(kāi)關(guān)損耗很小。所以, SWITCHTEC 電源開(kāi)關(guān)頻率可以做到術(shù)結構380kHz的高頻率。
(3)軟開(kāi)關(guān)技術(shù)
該電路是在全橋逆變電路中加入電容和二極管。二極管在開(kāi)關(guān)管導通時(shí)起鉗位作用, 并構成瀉放回路, 瀉放電流。電容在反激電壓作用下, 電容被充電, 電壓不能突然增加, 當電壓比較大的時(shí)侯, 電流已經(jīng)為0。
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