簡(jiǎn)單實(shí)用教你如何把開(kāi)關(guān)電源設計達到線(xiàn)性電源水平-KIA MOS管
信息來(lái)源：本站 日期：2019-04-28
本文主要是解析如何把開(kāi)關(guān)電源設計達到線(xiàn)性電源水平。這里先介紹一下開(kāi)關(guān)電源基本知識，又稱(chēng)交換式電源、開(kāi)關(guān)變換器，是一種高頻化電能轉換裝置，是電源供應器的一種。其功能是將一個(gè)位準的電壓，透過(guò)不同形式的架構轉換為用戶(hù)端所需求的電壓或電流。開(kāi)關(guān)電源的輸入多半是交流電源（例如市電）或是直流電源，而輸出多半是需要直流電源的設備，例如個(gè)人電腦，而開(kāi)關(guān)電源就進(jìn)行兩者之間電壓及電流的轉換。
開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)品廣泛應用于工業(yè)自動(dòng)化控制、軍工設備、科研設備、LED照明、工控設備、通訊設備、電力設備、儀器儀表、醫療設備、半導體制冷制熱、空氣凈化器，電子冰箱，液晶顯示器，LED燈具，通訊設備，視聽(tīng)產(chǎn)品，安防監控，LED燈帶，電腦機箱，數碼產(chǎn)品和儀器類(lèi)等領(lǐng)域。
開(kāi)關(guān)電源大致由主電路、控制電路、檢測電路、輔助電源四大部份組成。
（一）主電路
沖擊電流限幅：限制接通電源瞬間輸入側的沖擊電流。
輸入濾波器：其作用是過(guò)濾電網(wǎng)存在的雜波及阻礙本機產(chǎn)生的雜波反饋回電網(wǎng)。
整流與濾波：將電網(wǎng)交流電源直接整流為較平滑的直流電。
逆變：將整流后的直流電變?yōu)楦哳l交流電，這是高頻開(kāi)關(guān)電源的核心部分。
輸出整流與濾波：根據負載需要，提供穩定可靠的直流電源。
（二）控制電路
一方面從輸出端取樣，與設定值進(jìn)行比較，然后去控制逆變器，改變其脈寬或脈頻，使輸出穩定，另一方面，根據測試電路提供的數據，經(jīng)保護電路鑒別，提供控制電路對電源進(jìn)行各種保護措施。
（三）檢測電路
提供保護電路中正在運行中各種參數和各種儀表數據。
（四）輔助電源
實(shí)現電源的軟件（遠程）啟動(dòng)，為保護電路和控制電路（PWM等芯片）工作供電。
解析如何把開(kāi)關(guān)電源設計達到線(xiàn)性電源水平，開(kāi)關(guān)電源，尺寸小、成本低、效率高，所以具有極高的價(jià)值。但是，它最大的缺點(diǎn)就是高開(kāi)關(guān)瞬態(tài)導致高輸出噪聲。就是這個(gè)缺點(diǎn)，使得它們無(wú)法用于以線(xiàn)性穩壓器供電為主的高性能模擬電路中。可是，實(shí)踐證明，在很多應用中，經(jīng)過(guò)適當濾波的開(kāi)關(guān)轉換器可以代替線(xiàn)性穩壓器從而產(chǎn)生低噪聲電源。因此，有必要設計經(jīng)過(guò)優(yōu)化和阻尼處理的多級濾波器，來(lái)消除開(kāi)關(guān)電源轉換器的輸出噪聲。本文示例電路將采用升壓轉換器，但結果可以直接應用于任意DC-DC轉換器。圖1所示為升壓轉換器在恒定電流模式(CCM)下的基本波形。
圖1. 升壓轉換器的基本電壓和電流波形
輸出濾波器對升壓拓撲或其它任何帶有斷續電流模式的拓撲之所以重要，是因為它在開(kāi)關(guān)B內電流具有快速上升和下降時(shí)間。這會(huì )導致激勵開(kāi)關(guān)、布局和輸出電容中的寄生電感。其結果是，在實(shí)際使用中，輸出波形看上去更像圖2而非圖1，哪怕布局布線(xiàn)良好并且使用陶瓷輸出電容。
圖2. DCM中升壓轉換器的典型測量波形
由于電容電荷的變化而導致的開(kāi)關(guān)紋波(開(kāi)關(guān)頻率)相比輸出開(kāi)關(guān)的無(wú)阻尼振鈴而言非常小，下文稱(chēng)為輸出噪聲。一般而言，此輸出噪聲范圍為10 MHz至100 MHz以上，遠超出大部分陶瓷輸出電容的自諧振頻率。因此，添加額外的電容對噪聲衰減的作用不大。
還有很多各類(lèi)濾波器適合對此輸出濾波。我們將解釋每一種濾波器，并給出設計的每一個(gè)步驟。
文中的公式并不嚴謹，且做了一些合理的假設，以便一定程度上簡(jiǎn)化這些公式。仍然需要進(jìn)行一些迭代，因為每一個(gè)元件都會(huì )影響其它元件的數值。
ADIsimPower設計工具利用元件值（比如成本或尺寸）的線(xiàn)性化公式在實(shí)際選擇元件前進(jìn)行優(yōu)化，然后從成千上萬(wàn)器件的數據庫中選出實(shí)際 元件后對其輸出進(jìn)行優(yōu)化，從而避免了這個(gè)問(wèn)題。但在剛開(kāi)始進(jìn)行設計時(shí)，這種程度的復雜性是沒(méi)有必要的。通過(guò)提供的計算公式，使用SIMPLIS仿真器——比如免費的ADIsimPE?——或者在實(shí)驗室工作臺上花費一些時(shí)間，就能以最少的精力得到滿(mǎn)意的設計。
開(kāi)始設計濾波器前，讓我們先考慮一下單級濾波器RC或LC濾波器可以做什么？
通常采用二級濾波器可以合理地將紋波抑制到幾百μV p-p范圍內，并將開(kāi)關(guān)噪聲抑制在1 mV p-p 以下。降壓轉換器噪聲較低，因為電源電感提供了很好的濾波能力。這些限制是因為，一旦紋波降低至μV級別，元件寄生和濾波器級之間的噪聲耦合便開(kāi)始成為限制因素。如果使用噪聲更低的電源，則需添加三級濾波器。然而，開(kāi)關(guān)電源的基準電壓源一般不是噪聲最低的元件，并且常常受到抖動(dòng)噪聲的影響。這些都導致了低頻噪聲(1 Hz至100 kHz)，通常不易濾除。因此，對于極低噪聲電源而言，使用單個(gè)二級濾波器然后在輸出端添加一個(gè)LDO可能更合適。
在更詳細地介紹各類(lèi)濾波器的設計步驟前，部分在設計步驟中使用的各類(lèi)濾波器的數值定義如下：
ΔIPP: 進(jìn)入輸出濾波器的峰峰值電流近似值（為方便計算，假定是正弦信號。數值取決于拓撲。對于降壓轉換器而言，它是電感中的峰峰值電流。對于升壓轉換器而言，它是開(kāi)關(guān)B(通常是一個(gè)二極管)中的峰值電流。）
ΔVRIPOUT : 轉換器開(kāi)關(guān)頻率處的輸出電壓紋波近似值
RESR: 所選輸出電容的ESR
FSW : 轉換器開(kāi)關(guān)頻率
CRIP: 輸出電容的計算中，假定所有ΔIPP 流入其中
ΔVTRANOUT: ISTEP施加于輸出時(shí)，VOUT 的變化
ISTEP: 輸出負載的瞬時(shí)變化
TSTEP: 轉換器對于輸出負載瞬時(shí)變化的近似響應時(shí)間
Fu: 轉換器的交越頻率（對于降壓轉換器而言，其值通常為FSW ?10；對于升壓或降壓/升壓轉換器而言，它通常位于右半平面零點(diǎn)(RHPZ)約1/3位置處。）
最簡(jiǎn)單的濾波器類(lèi)型為RC濾波器，如圖3中基于低電流ADP161x升壓設計的輸出端所連接的那樣。該濾波器具有低成本優(yōu)勢，無(wú)需阻尼。但是，由于功耗的原因，它僅對極低輸出電流轉換器有用。本文假定陶瓷電容具有較低ESR。
圖3. 在輸出端添加RC濾波器的ADP161x低輸出電流升壓轉換器設計
第1步
C1根據以下條件選擇：假設C1的輸出紋波近似值可以忽略其余濾波器；5 mV p-p至20 mV p-p就是一個(gè)很好的選擇。C1隨后可通過(guò)公式1計算得出。
第2步
R可以根據功耗選擇。R必須遠大于RESR，電容和這個(gè)濾波器才能起作用。這將輸出電流的范圍限制在50 mA以下。
第3步
C2隨后可通過(guò)公式2至公式6計算得出。A、a、b和c是簡(jiǎn)化計算的中間值，沒(méi)有實(shí)際意義。這些公式假定R < />LOAD，且每個(gè)電容的ESR較小。這些都是很好的假設，引入的誤差很小。C2應等于或大于C1?？烧{節第1步中的紋波，使其成為可能。
對于較高電流電源而言，將pi濾波器中的電阻以如圖4中的電感代替是有好處的。這種配置提供了極佳的紋波和開(kāi)關(guān)噪聲抑制能力，并具有較低的功耗。問(wèn)題在于，我們現在引入了一個(gè)額外的儲能電路，它可能產(chǎn)生諧振。這就有可能導致振蕩，使電源不穩定。因此，設計該濾波器的第一步是如何選擇阻尼濾波器。圖4顯示了三種可行的阻尼技術(shù)。
圖4. 采用輸出濾波器并突出多種不同阻尼技術(shù)的ADP1621
阻尼技術(shù)1：添加RFILT具有額外成本和尺寸增加較少的優(yōu)勢。阻尼電阻的損耗通常很少(甚至沒(méi)有)，哪怕大電源情況下都很小。缺點(diǎn)是，它會(huì )降低電感的并聯(lián)阻抗，從而大幅降低濾波器的有效性。
阻尼技術(shù)2：第二種技術(shù)的優(yōu)勢是濾波器性能最大化。如果需要采用全陶瓷設計，則RD可以是與陶瓷電容串聯(lián)的分立式電阻。否則需使用具有高ESR且物理尺寸較大的電容。這個(gè)額外的電容(CD)會(huì )大幅增加設計的成本和尺寸。
阻尼技術(shù)3：看上去具有極大的優(yōu)勢，因為阻尼電容CE添加至輸出端，它可能對瞬態(tài)響應和輸出紋波性能有所助益。然而，這種技術(shù)成本最高，因為所需電容數量極大。
此外，輸出端相對而言較多的電容會(huì )降低濾波器諧振頻率，進(jìn)而減少轉換器可實(shí)現的帶寬——因此不建議使用第3種技術(shù)。對于A(yíng)DIsimPower設計工具來(lái)說(shuō)，我們采用第1種技術(shù)，因為它成本較低，且在自動(dòng)化設計步驟中相對來(lái)說(shuō)較為容易實(shí)現。
需注意的另一個(gè)問(wèn)題是補償。盡管這可能不符合直覺(jué)，但把濾波器放在反饋環(huán)路內部幾乎一直都是更好的做法。這是因為，將其放在反饋環(huán)路內有助于在一定程度上抑制濾波器，消除直流負載偏移和濾波器的串聯(lián)電阻，同時(shí)能提供更好的瞬態(tài)響應、更低的振鈴。圖5顯示了一個(gè)升壓轉換器的波特圖，其在輸出端添加了LC濾波器輸出。
圖5. 輸出端帶LC濾波器的升壓轉換器
反饋在濾波器電感之前或之后獲取。人們沒(méi)有想到的是，哪怕濾波器不在反饋環(huán)路內部，開(kāi)環(huán)波特圖依然存在非常大的變化。由于控制環(huán)路無(wú)論濾波器是否在反饋環(huán)路中都會(huì )受影響，因此也應對其進(jìn)行適當補償。一般而言，這意味著(zhù)將目標交越頻率向下調整至不超過(guò)濾波器諧振頻率(FRES)的五分之一到十分之一。
這類(lèi)濾波器的設計步驟本質(zhì)上是一個(gè)迭代過(guò)程，因為每一個(gè)元件的選擇都會(huì )影響其它元件的選擇。
使用并聯(lián)阻尼電阻的LC濾波器設計步驟（圖4中的第1種技術(shù)）
第1步
選擇C1，使其等于輸出端沒(méi)有輸出濾波器時(shí)的情況。5 mV至20 mV p-p是一個(gè)很好的開(kāi)端。C1隨后可通過(guò)公式8計算得出。
第2步
選擇電感LFILT。根據經(jīng)驗，較好的數值范圍為0.5 μF至2.2 μF。應按照高自諧振頻率(SRF)來(lái)選擇電感。較大的電感具有較大的SRF，這意味著(zhù)它們的高頻噪聲濾波效率較差。較小的電感對紋波的影響沒(méi)有那么大，需要更多電容。開(kāi)關(guān)頻率越高，電感值越小。比較電感值相同的兩個(gè)電感時(shí)，SRF較高的器件具有較低的繞組間電容。繞組間電容用作濾波器周?chē)亩搪?，作用于高頻噪聲。
第3步
如前所述，添加濾波器會(huì )影響轉換器補償，具體表現為降低可實(shí)現的交越頻率(Fu)。根據公式7的計算，對于電流模式轉換而言，可實(shí)現的最大Fu是開(kāi)關(guān)頻率的1/10以下，或者是濾波器FRES的1/5以下。幸運的是，大部分模擬負載不需要太高的瞬態(tài)響應。公式9計算轉換器輸出所需的輸出電容近似值(CBW)，以提供指定的瞬態(tài)電流階躍。
第4步
將C2設為CBW和C1的最小值。
第5步
利用公式10和公式11計算阻尼濾波器電阻近似值。這些公式并非絕對精確，但它們是不使用泛代數的最接近的閉式解決方案。ADIsimPower設計工具通過(guò)計算轉換器在濾波器和電感短路時(shí)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(OLTF)從而計算RFILT。RFILT值為猜測值，直到濾波器僅為轉換器OLTF以上10 dB時(shí)轉換器OLTF的峰值(電感短路)。這種技術(shù)可用于A(yíng)DIsimPE等仿真器中，或用于使用頻譜分析儀的實(shí)驗室中。
第6步
C2現在可以通過(guò)公式12至公式15計算得出。a、b、c和d用于簡(jiǎn)化公式16。
第7步
應重復第3步至第5步，直至計算出滿(mǎn)足所需紋波和瞬態(tài)規格的優(yōu)秀阻尼濾波器設計。應注意，這些公式忽略了濾波器電感的直流串聯(lián)電阻RDCR。對于較低的電源電流而言，該電阻可能非常大。它通過(guò)幫助抑制濾波器而改善了濾波器性能，增加了所需RFILT的同時(shí)也增加了濾波器阻抗。這兩個(gè)效應都會(huì )極大地改善濾波器性能。因此，以L(fǎng)FILT中的少量功耗換來(lái)低噪聲性能是很劃算的，這樣可以改善噪聲性能。LFILT中的內核損耗還有助于衰減部分高頻噪聲。因此，高電流供電的鐵磁芯是一個(gè)很好的選擇。它們在電流能力相同的情況下尺寸更小、成本更低。當然，ADIsimPower具有濾波器電感電阻值以及兩個(gè)電容的ESR值，可實(shí)現最高精度。
第8步
選擇實(shí)際的元件來(lái)匹配計算值時(shí)，注意需對任意陶瓷電容進(jìn)行降低額定值處理，以便將直流偏置納入考量中！
如前文所述，圖4給出了抑制濾波器的兩種可行技術(shù)。如果未選擇并聯(lián)電阻，那么可以選擇CD來(lái)抑制濾波器。這會(huì )增加一些成本，但相比其它任何技術(shù)它能提供最佳的濾波器性能。
使用RC阻尼網(wǎng)絡(luò )的LC濾波器設計步驟（圖4中的第2種技術(shù)）
第1步
正如之前的拓撲，選擇C1，使其等于沒(méi)有輸出濾波器時(shí)的情況。10 mV p-p至100 mV p-p是個(gè)不錯的開(kāi)始，具體取決于最終目標輸出紋波。C1隨后可通過(guò)公式8計算得出。C1在這個(gè)拓撲中可以采用比之前拓撲更小的數值，因為濾波器效率更高。
第2步
在之前的拓撲中，選擇數值為0.5 μH至2.2 μH的電感。對于500 kHz至1200 kHz的轉換器而言，1 μH是一個(gè)很好的數值。
第3步
與前文相同，C2可以從公式16中選擇，但RFILT應設為較大的值，比如1 MΩ，因為不會(huì )安裝該元件。無(wú)論C1是否有額外 的電容，它的值不變的原因是，為了提供良好的阻尼，RD會(huì )足夠大，以至于CD不會(huì )過(guò)多地降低紋波。將C2設為C2、CBW和C1計算得出的最小值。此時(shí)回到第1步并調節C1上的紋波會(huì )很有用，這樣計算得到的C2近似等于CBW和C1。
第4步
CD的值應當等于C1。理論上，使用更大的電容可以實(shí)現濾波器的更多抑制，但它不必要地增加了成本和尺寸，并且會(huì )降低轉換器帶寬。
第5步
RD可以通過(guò)公式17計算得出。FRES通過(guò)公式7計算得出，忽略CD。這是一個(gè)很好的近似，因為Rd通常足夠大，從而CD幾乎不影響濾波器諧振位置。
第6步
現在，CD和RD都已算出，可以使用帶有串聯(lián)電阻的陶瓷電容，或者選擇帶有大ESR的鉭電容或類(lèi)似電容來(lái)滿(mǎn)足計算得出的規格。
第7步：
選擇實(shí)際的元件來(lái)匹配計算值時(shí)，注意需對任意陶瓷電容進(jìn)行降低額定值處理，以便將直流偏置納入考量中！
另一種濾波器技術(shù)是以鐵氧體磁珠代替之前濾波器中的L。但是，這種方案有很多缺點(diǎn)，它限制了開(kāi)關(guān)噪聲濾波的有效性，而對開(kāi)關(guān)紋波幾乎沒(méi)有好處。首先是飽和。鐵氧體磁珠將在極低的偏置電流電平處飽和，這意味著(zhù)鐵氧體會(huì )比所有數據手冊中零偏置曲線(xiàn)所表示的都要低得多。它可能依然需要抑制，因為它仍然是一個(gè)電感，因此會(huì )跟隨輸出電感諧振。但現在電感是一個(gè)變量，而且以大部分數據手冊所能提供的極少量數據進(jìn)行極差的特性化。由于這個(gè)原因，不建議使用鐵氧體磁珠作為二級濾波器，但可以用在下游以進(jìn)一步降低極高的頻率噪聲。
結論
上文我們提供了多種開(kāi)關(guān)電源輸出濾波器技術(shù)，文中為每一個(gè)拓撲提供了逐步驟的設計過(guò)程，縮短猜測時(shí)間并減少濾波器設計中的檢查。文中的公式都在一定程度上經(jīng)過(guò)了簡(jiǎn)化，你可以通過(guò)了解二級輸出濾波器可以達到的程度而實(shí)現快速設計。
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