MOSFET同步整流|圖文干貨-KIA MOS管

MOSFET同步整流技術(shù)

1.同步整流正激變換器

圖1給出的是一種電壓自驅動(dòng)同步整流正激變換器 ，圖1中兩個(gè)與變壓器耦合的分離輔助繞組N4、N5用來(lái)分別驅動(dòng)兩個(gè)同步整流管 S201 、 S202。

當主開(kāi)關(guān)管導通時(shí)，變壓器副邊繞組上正下負，S201柵極電壓為高，導通整流；主開(kāi)關(guān)管截止時(shí)，副邊繞組下正上負，續流S202柵極為高，導通續流。

正激變換器中，同步整流S201的運行情況與變壓器磁復位方式有關(guān)。如果采用如圖1所示的輔助繞組復位電路，在復位結束過(guò)程之后，變壓器電壓保持為零的死區時(shí)間內，輸出電流流經(jīng)續流 同步整流管S202，但是S202柵極無(wú)驅動(dòng)電壓，所以輸出電流必須流經(jīng)S202 的體二極管。

MOSFET體二極管的正向導通電壓高，反向恢復特性差，導通損耗非常大，這就使采用 MOSFET整流的優(yōu)勢大打折扣，

為了解決這一問(wèn)題，較為簡(jiǎn)單的做法是在S202的漏極和源極之間并聯(lián)一個(gè)肖特基二極管D201在S202截止的時(shí)間內，代替S202的體二極管續流，這一方法增加的元件不多，線(xiàn)路簡(jiǎn)單，也很實(shí)用。

為了優(yōu)化驅動(dòng)波形，可以采用分離的輔助繞組來(lái)分別驅動(dòng)兩個(gè)同步整流管，比起傳統的副邊繞組直接驅動(dòng)的同步整流變換器來(lái)說(shuō)，這種驅動(dòng)方式無(wú)工作電流通過(guò)驅動(dòng)繞組，

因此不需要建立輸出電流的時(shí)間，MOSFET能夠迅速開(kāi)通，開(kāi)通時(shí)的死區時(shí)間即體二極管導通的時(shí)間減少了一半 。另一方面驅動(dòng)電壓不只局限于副邊電壓，可以通過(guò)調整輔助線(xiàn)圈來(lái)得到合適的驅動(dòng)電壓。

輕載條件下的同步整流  

對于正激變換器，在主開(kāi)關(guān)管截止的時(shí)間里，輸出電流是靠輸出儲能電感里的能量維持的，因此變換器有兩種可能的運行情況：電感電流連續模式( CCM， continuous current mode) 和電感電流斷續模式(DCM，discontinuous current mode)。

2.電感電流連續模式 CCM

當負載電流較大時(shí)，電感電流在整個(gè)周期內都不會(huì )下降到零，每個(gè)開(kāi)關(guān)周期可以分為兩個(gè)階段 ，在t1階段 ，S201導通，S202截止，電感兩端的電壓為Vs一Vo( 其中，Vs為變壓器副邊繞組 電壓 ，Vo為 變換器輸出電壓 )，電感電流持續上升；t2階段，S201關(guān)斷，S202導通，電感兩端電壓為-Vo，電感電壓持續下降。

穩態(tài)時(shí)， 一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內， 濾波電容C的平均充電電流與放電電流相等，故變換器輸出的負載電流平均值Io就是iL的平均值，由于負載電流較大，電感電流iL在整個(gè)周期中都不會(huì )下降至零，電感電流方向不發(fā)生變化，如圖 2( a) 所示 。

當負載電流Io減小時(shí)，ILmax和ILmin，都減小，當負載電流Io減小到使ILmin在Toff結束時(shí)恰好為零，2(b) 所示 ， 此時(shí)的負載電流稱(chēng)之為臨界電流

當負載電流進(jìn)一步減小時(shí)，對于副邊采用傳 統二極管續流工作的正激變換器來(lái)說(shuō)，將會(huì )出現電感電流斷續的工作情況，如圖 2( C) 所示。

當副邊采用同步整流工作時(shí)，由于續流MOSFET的雙向導通的特性，使得此時(shí)的電感電流能夠反向，如圖2(d) 所示，產(chǎn)生環(huán)流。有了環(huán)流 就會(huì )消耗環(huán)流能量。

這個(gè)能量的大小和輸出濾波 電感有關(guān)，輸出濾波電感越小，環(huán)流就會(huì )越大，環(huán)流能量越大，損耗也越大。所以由于同步整流器不能從 CCM模態(tài) 自動(dòng)切換到 DCM模態(tài)，輕載時(shí)就 會(huì )產(chǎn)生很大的環(huán)流損耗。環(huán)流損耗 、開(kāi)關(guān)驅動(dòng)損耗和開(kāi)關(guān)損耗使得變換器輕載時(shí)的效率較低。

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