電源逆變器-電源逆變器應用電路和元件的選擇及設計方案-KIA MOS管
信息來(lái)源：本站 日期：2018-05-16
電機和電源控制逆變器設計人員都會(huì )遇到相同的問(wèn)題，即如何將控制和用戶(hù)接口電路與危險的功率線(xiàn)路電壓隔離。隔離最主要的要求是方式功率線(xiàn)路電壓損壞控制電路，更重要的是，保護用戶(hù)受到危險電壓傷害。系統必須符合相應國際標準規定的安全要求，例如涵蓋電機驅動(dòng)和太陽(yáng)能逆變器的IEC 61800和IEC62109。這些標準主要注重符合性測試。標準的符合性測試會(huì )如何賦予工程師自由度？標準會(huì )在安全性方面為工程師提供指導，但如何賦予工程師自由度，以便可以選擇符合目標系統規格以及標準的相應架構、電路和元件呢？這些是由電路滿(mǎn)足在效率、帶寬和精度方面提供系統所需性能，同時(shí)又滿(mǎn)足安全隔離要求來(lái)決定的。設計創(chuàng )新系統的難題是，為現有架構、電路和元件制定的設計規則可能不再適用。因此，工程師需要花時(shí)間認真評估新電路或元件符合EMC和安全性標準的能力。某些地區工程師的責任更大，一旦所設計系統的安全功能失效并導致傷害，工程師可能需要承擔個(gè)人責任。本文探討了系統架構選擇對電源和控制電路設計以及系統性能的影響。本文還將說(shuō)明最新可用隔離元件的性能提升如何幫助替代架構在不影響安全性的前提下提升系統性能。
我們關(guān)心的問(wèn)題是您需要根據用戶(hù)提供的命令，安全地控制從交流電源到負載的能量流動(dòng)。此問(wèn)題在圖1所示的高電平電機驅動(dòng)系統圖中針對以下三個(gè)電源域進(jìn)行了闡述：給定、控制和功率。安全性要求是，用戶(hù)給定電路必須與功率電路上的危險電壓進(jìn)行電位隔離。架構決策取決于隔離柵放置在給定和控制電路之間還是控制和功率電路之間。在電路之間引入隔離柵會(huì )影響信號完整性并增加成本。模擬反饋信號的隔離尤其困難，因為傳統變壓器方法會(huì )抑制直流信號分量并引入非線(xiàn)性。低速時(shí)的數字信號隔離相當簡(jiǎn)單，但在高速或需要低延遲時(shí)則非常困難，并且耗電量巨大。帶3相逆變器的系統中的電源隔離尤為困難，因為有多個(gè)電源域連接至電源電路。電源電路有四個(gè)不同域，這些域需彼此之間需要功能性隔離；所以高端柵極驅動(dòng)和繞組電流信號需要與控制電路功能性隔離，即使兩者可能與功率地共地。
圖1. 電機控制系統中的隔離架構
非隔離式控制架構在控制和電源電路之間存在共同的接地連接。這樣電機控制ADC可獲取電源電路中的所有信號。電機繞組電流流入低側逆變器臂時(shí)，ADC在基于中心的PWM信號的中點(diǎn)處進(jìn)行采樣。低側IGBT柵極的驅動(dòng)器可以是簡(jiǎn)單的非隔離式，但PWM信號須經(jīng)由具有功能性隔離或電平移位轉換實(shí)現與三個(gè)高側IGBT柵極隔離。命令和控制電路之間的隔離造成的復雜性取決于最終應用，但通常涉及使用獨立系統和通信處理器。簡(jiǎn)單處理器即可管理前面板接口并在慢速串行接口上發(fā)送速度命令的架構在家用設備或低端工業(yè)應用中可以接受。由于命令接口的高帶寬要求，非隔離式架構在用于機器人和自動(dòng)化應用的高性能驅動(dòng)器中較少見(jiàn)。
隔離式控制架構在控制和命令電路之間存在共同的接地連接。這使得控制和命令接口之間可以實(shí)現非常緊密的耦合，并且可使用單個(gè)處理器。隔離問(wèn)題轉到電源逆變器信號上來(lái)，從而帶來(lái)一系列不同挑戰。柵極驅動(dòng)信號需要相對高速的數字隔離來(lái)滿(mǎn)足逆變器的時(shí)序要求。由于存在非常高的電壓，磁性或光學(xué)耦合的驅動(dòng)器在隔離要求極高的逆變器應用中表現良好。直流母線(xiàn)電壓隔離電路的要求則適中，這是因為其需要的動(dòng)態(tài)范圍和帶寬較低。電機電流反饋是高性能驅動(dòng)器中最大的難題，因為其需要高帶寬和線(xiàn)性隔離。電流互感器(CT)是很好的選擇，因為它們提供的隔離信號能夠輕松測量。CT在低電流時(shí)具有非線(xiàn)性，不會(huì )傳輸直流電平，但廣泛用于低端逆變器中。CT還用于帶非隔離式控制架構的大功率逆變器，因為這些場(chǎng)合下采用分流電阻采樣會(huì )導致?lián)p耗太大。開(kāi)環(huán)和閉環(huán)霍爾效應電流傳感器可測量交流信號，因此更適合高端驅動(dòng)器，但受失調影響。阻性分流器可提供高帶寬、線(xiàn)性信號，而且偏移低，但需要與高帶寬、低偏移隔離放大器相匹配。通常，電機控制ADC可直接采樣隔離電流信號，但下一節描述的替代測量架構可將隔離問(wèn)題轉移到數字域，并且能夠大幅提升性能。
改善隔離系統線(xiàn)性度的一種常見(jiàn)方法是將ADC移至隔離柵的另一側并隔離數字信號。在許多情況下，這需要將串聯(lián)ADC與數字信號隔離器結合使用。由于對電機電流反饋存在高頻的特殊要求，以及需要對驅動(dòng)保護進(jìn)行快速響應，因此可選擇Σ-Δ型ADC。Σ-Δ型ADC配有一個(gè)可將模擬信號轉換為一位碼流的線(xiàn)性調制器，其后配備可將信號重構為高分辨率數字字的數字濾波器。此方法的好處是可使用兩種不同的數字濾波器：較慢的用于高保真反饋，另一個(gè)低保真快速濾波器用于保護逆變器。在圖2中，繞組分流器用于測量電機繞組電流，隔離式ADC用于在隔離柵上傳輸10 MHz數據流。Sinc濾波器可將高分辨率電流數據提交給電機控制算法，該算法會(huì )計算施加所需逆變器電壓需要的逆變器占空比。另一個(gè)低分辨率濾波器可檢測電流過(guò)載，并在出現故障時(shí)將跳變信號發(fā)送至PWM調制器。Sinc濾波器頻率響應曲線(xiàn)解釋說(shuō)明了合適的參數選擇如何能夠使濾波器抑制電流采樣中的PWM開(kāi)關(guān)紋波。
圖2. 隔離式電流反饋
圖3. Sinc濾波器頻率響應
兩種控制架構的共同問(wèn)題是需要支持多個(gè)隔離電源域。如果每個(gè)域需要多個(gè)偏置軌，就更加難以實(shí)現。圖4的電路可產(chǎn)生+15 V和–7.5 V電壓用于柵極驅動(dòng)，+5 V電壓用于為ADC供電，均在一個(gè)域中，同時(shí)每個(gè)域僅使用一個(gè)變壓器繞組和兩個(gè)引腳。使用一個(gè)變壓器磁芯和骨架為四個(gè)不同電源域創(chuàng )造雙電源或三電源。
圖4. 柵極驅動(dòng)和電流反饋轉換器的隔離電源電路
引言
鐵路客車(chē)輔助電源負責給車(chē)上各種負載用電設備供電。本文所述逆變器是將列車(chē)提供的600 V直流電逆變成三相交流380 V，帶動(dòng)客車(chē)空調機組工作，調節車(chē)廂溫度和通風(fēng)，可調頻調壓，以實(shí)現空調變頻化。同時(shí)也為餐車(chē)上的電茶爐等三相負載供電。
逆變器是通過(guò)電力電子開(kāi)關(guān)的開(kāi)通和關(guān)斷作用，把直流電能轉變成交流電能的一種變換裝置，是整流變換的逆過(guò)程。電力電子開(kāi)關(guān)器件的通斷，需要一定的驅動(dòng)脈沖，這些脈沖可以通過(guò)改變一個(gè)電壓信號來(lái)調節，產(chǎn)生和調節脈沖的電路就是主控制電路。一個(gè)逆變器的電路組成除了逆變開(kāi)關(guān)電路和主控制電路之外。還有保護電路、輔助電源、輸入輸出電路等。
本設計中所用的直接逆變方案，是鐵路客車(chē)輔助電源主電路最簡(jiǎn)單最基本的形式。方案如圖1所示。
主要的功能模塊劃分為主控制系統、前級檢測、輸入控制、直流濾波、三相逆變、交流濾波，配合輔助電源、采樣、保護電路等。
該電路優(yōu)點(diǎn)是結構簡(jiǎn)單、功率器件使用數量少：但缺點(diǎn)是逆變器輸出電壓容易受DC600 V干線(xiàn)電壓的波動(dòng)影響，實(shí)測電壓品質(zhì)因素差、諧波含量大，為了獲得相對恒定的交流電壓輸出，必須采用運算速度很快的DSP作主控制單元。
DSP是一種適合數字信號處理的高性能微處理器，如何選擇DSP?可以從以下幾方面來(lái)考慮。
(1)速度
DSP速度一般用MIPS或FLOPS表示，即百萬(wàn)次／s。一些設計會(huì )片面追求高處理速度，但速度越高，系統實(shí)現也越困難。
(2)精度
DSP芯片分為定點(diǎn)、浮點(diǎn)處理器，對于運算精度要求很高的處理，可選擇浮點(diǎn)處理器。定點(diǎn)處理器也可完成浮點(diǎn)運算，但精度和速度會(huì )有影響。
(3)尋址空間
不同系列DSP程序、數據、I／0空間大小不一，DSP在一個(gè)指令周期內能完成多個(gè)操作，所以DSP指令效率很高，程序空間一般不會(huì )有問(wèn)題，關(guān)鍵是數據空間是否滿(mǎn)足。
TMS320LF2407芯片在控制方面應用非常廣泛，作為一款專(zhuān)門(mén)面向數字控制系統進(jìn)行優(yōu)化的通用可編程微處理器，TMS320LF2407不僅具有低功耗和代碼保密的特點(diǎn)，而且它集成了極強的數字信號處理能力，又集成了數字控制系統所必需的輸入、輸出、A／D轉換、事件捕捉等外設，其時(shí)鐘頻率為40 MHz，指令周期小于50 nS，采用改進(jìn)的哈佛結構和流水線(xiàn)技術(shù)，在一個(gè)指令周期內可以執行幾條指令。本方案中擬用TMS320LF2407作為DSP處理芯片。
下面簡(jiǎn)單介紹一下各部分電路情況。
前級檢測可以有效監測輸入電壓的波動(dòng)．準確實(shí)施過(guò)欠壓保護。
輸入控制是利用接觸器對負載發(fā)生故障時(shí)實(shí)施隔離，防止故障進(jìn)一步擴散。
直流濾波的主要功能是濾平輸入電路的電壓紋波，當負載變化時(shí)，使直流電壓平穩。由于鐵路客車(chē)輔助電源逆變器的功率較大，因此濾波電容的容量也較大，一般使用電解電容。但由于電解電容的電壓等級限制(一般最高工作電壓在450 V)，需要將其串聯(lián)后再并聯(lián)使用。而電容自身參數的離散導致電容電壓無(wú)法一致，解決的辦法是采用電容兩端并聯(lián)均壓電阻。
按照鐵路客車(chē)輔助電源逆變器的設計要求。輸出為正弦波，交流濾波電路主要就是將逆變器輸出的PWM波變成準正弦波，以此保證較低的諧波含量。
三相逆變是逆變器的核心電路，在直接逆變的方案圖中，該部分由VT1 ～VT6六個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件組成，各由一個(gè)續流二極管反并聯(lián)，整個(gè)逆變器由恒值直流電壓U供電。
輸入電源、電動(dòng)機的突然停止和線(xiàn)路感抗等會(huì )引起逆變器過(guò)壓；接觸網(wǎng)電壓的波動(dòng)，有可能造成輸出欠壓；某些情況下，逆變器的輸出會(huì )超過(guò)其自身的輸出能力即過(guò)載；而功率器件工作時(shí)，產(chǎn)生各種損耗，其中主要包括導通過(guò)程損耗、通態(tài)損耗和關(guān)斷時(shí)的損耗，這些損耗以熱量的形式向外傳送，當開(kāi)關(guān)頻率增高后，會(huì )造成過(guò)熱。
對應以上逆變器工作中產(chǎn)生的種種情況，設計時(shí)需考慮各項保護功能：過(guò)壓保護、欠壓保護、過(guò)載保護、過(guò)熱保護等。
在逆變器電路的設計中，控制方法是核心技術(shù)。早期的控制方法使得輸出為矩形波．諧波含量較高，濾波困難，而SPWM技術(shù)較好地克服了這些缺點(diǎn)。SPWM正弦脈寬調制技術(shù)是通過(guò)一系列寬窄不等的脈沖進(jìn)行調制，來(lái)等效正弦波形(幅值、相位和頻率)。SPWM容易實(shí)現對電壓的控制?？刂凭€(xiàn)性度好，廣泛用于直流交流逆變器。
SPWM控制方式中有幾個(gè)重要的參量：載波頻率fc，調制波頻率fr及載波比N，N=fc/fr。
在實(shí)際應用中，逆變器的啟動(dòng)過(guò)程是一個(gè)變頻變壓的軟啟動(dòng)過(guò)程，而且為了實(shí)現空調的變頻化。也就是說(shuō)調制頻率fr是變化的。于是，在實(shí)行SPWM時(shí)，我們根據載波和調制波是否同步以及載波比N的變化情況，有異步調制和同步調制之分。
這種調制方式是使載波比Ⅳ等于常數．即在變頻時(shí)讓載波和調制波保持同步。其優(yōu)點(diǎn)是波形對稱(chēng)；但缺點(diǎn)是，在逆變器輸出頻率(調制波頻率)很低時(shí)，載波頻率也很低，產(chǎn)生輸出波形中諧波不易濾除，而且會(huì )帶來(lái)較大的噪音；當逆變器輸出頻率很高時(shí)，載波頻率會(huì )過(guò)高，使得功率開(kāi)關(guān)器件難以承受。
為了消除同步調制的缺點(diǎn)，可以采用異步調制方式。顧名思義，異步調制時(shí)，在變頻器的整個(gè)變頻范圍內，載波比n不等于常數。一般在改變調制波頻率fr時(shí)保持三角載波頻率ft不變，因而提高了低頻時(shí)的載波比。這樣輸出電壓半波內的矩形脈沖數可隨輸出頻率的降低而增加，從而減少負載電動(dòng)機的轉矩脈動(dòng)與噪聲，改善了系統的低頻工作性能。
有利必有弊，異步調制方式在改善低頻工作性能的同時(shí)，又失去了同步調制的優(yōu)點(diǎn)。當載波比Ⅳ隨著(zhù)輸出頻率的降低而連續變化時(shí)，輸出電壓波形及其相位都發(fā)生變化，難以保持三相輸出的對稱(chēng)性，可能引起電動(dòng)機工作的不平穩。
通過(guò)分析，我們需要的是把兩種方式的優(yōu)點(diǎn)結合起來(lái)，得到另一種調制方式：分段同步調制。即把逆變器的整個(gè)輸出頻率范圍(如50～60 Hz)劃分成若干個(gè)頻段，在每個(gè)頻段內都保持載波比N恒定．而不同頻段的載波比不同。在輸出頻率高的頻段采用較低的載波比，輸出頻率低的頻段采用較高的載波比。
驅動(dòng)電路是將主控電路中產(chǎn)生的六個(gè)PWM信號，經(jīng)光電隔離放大后，為逆變器提供驅動(dòng)信號。
本設計中驅動(dòng)電路部分的開(kāi)關(guān)功率器件選擇IGBT。
IGBT(絕緣雙極型晶體管)是由BJT(雙極型三極管)和MOS(絕緣柵型場(chǎng)效應管)組成的復合全控型電壓驅動(dòng)式功率半導體器件，兼有MOSFET的高輸入阻抗和GTR的低導通壓降兩方面的優(yōu)點(diǎn) GTR飽和壓降低，載流密度大，但驅動(dòng)電流較大：MOSFET驅動(dòng)功率很小，開(kāi)關(guān)速度快，但導通壓降大，載流密度小。IGBT將MOSFET和GTR的優(yōu)點(diǎn)集于一身，既具有輸入阻抗高、速度快、熱穩定性好和驅動(dòng)電路簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)，又有通態(tài)電壓低耐壓高的優(yōu)點(diǎn)，因此發(fā)展很快，倍受歡迎，在電機驅動(dòng)、中頻和開(kāi)關(guān)電源以及要求快速、低損耗的領(lǐng)域．IGBT有取代MOSFET和GTR，IGBT非常適合應用于直流電壓為600 V及以上的變流系統。
因為橋式逆變器中的IGBT工作電位差大．不允許控制電路直接與其耦合，為了保證驅動(dòng)電路和主電路之間的信號傳輸，一般采用光電耦合器的隔離驅動(dòng)器。由于IGBT是高速器件，故必須選取小延時(shí)的高速型光耦。常用的是芯片HCPL-316J．本設計中選擇DSP為主控單元，其與HCPL-316J結合可驅動(dòng)IGBT，控制其導通、關(guān)斷并實(shí)現保護功能。它的輸出功能可以簡(jiǎn)略的用下面的邏輯功能表來(lái)描述，詳見(jiàn)表1所列。
表格中最后一列為輸出。當輸出為High時(shí)IGBT導通，否則IGBT關(guān)斷。IGBT導通需要同時(shí)具備最后一行的五個(gè)條件，缺一不可，即同相輸入為高；反相輸入為低；欠壓保護功能無(wú)效；未檢測到IGBT故障，無(wú)故障反饋信號或故障反饋信號已被清除。
根據上述輸出控制功能，設計電路如圖2。
該電路具有以下功能：
(1)能夠產(chǎn)生驅動(dòng)IGBT所需的+15 V、-10 V電壓。保證了其可靠導通與關(guān)斷；
(2)該電路所用核心器件HCPL-316J具有過(guò)電流保護自鎖功能，能夠有效防止IGBT在瞬時(shí)工作中過(guò)流而使保護誤動(dòng)作，能夠有效的保護IGBT。
4 結束語(yǔ)
綜上．本設計中的逆變器綜合鐵路客車(chē)輔助電源的各項要求．采用IGBT作為功率器件，應用三相橋式逆變電路，利用DSP產(chǎn)生的脈沖調制信號進(jìn)行控制。
文中主要針對DC600 V鐵路客車(chē)輔助電源逆變器的設計提出一些自己的想法，簡(jiǎn)述直接逆變方案的各部分電路，并具體闡述其主控方式及驅動(dòng)部分的電路，希望借此給大家提供一點(diǎn)借鑒參考，在同類(lèi)產(chǎn)品設計時(shí)拓寬思路，找出更多更優(yōu)質(zhì)的方案。
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