MOSFET和IGBT內部結構不同，決定了其應用領(lǐng)域的不同。

1、由于MOSFET的結構，通常它可以做到電流很大，可以到上KA，但是前提耐壓能力沒(méi)有IGBT強。

2、IGBT可以做很大功率，電流和電壓都可以，就是一點(diǎn)頻率不是太高，目前IGBT硬開(kāi)關(guān)速度可以到100KHZ，那已經(jīng)是不錯了。不過(guò)相對于MOSFET的工作頻率還是九牛一毛，MOSFET可以工作到幾百KHZ，上MHZ，以至幾十MHZ，射頻領(lǐng)域的產(chǎn)品。

3、就其應用，根據其特點(diǎn):MOSFET應用于開(kāi)關(guān)電源，鎮流器，高頻感應加熱，高頻逆變焊機，通信電源等等高頻電源領(lǐng)域;IGBT集中應用于焊機，逆變器，變頻器，電鍍電解電源，超音頻感應加熱等領(lǐng)域

開(kāi)關(guān)電源 (Switch Mode Power Supply；SMPS) 的性能在很大程度上依賴(lài)于功率半導體器件的選擇，即開(kāi)關(guān)管和整流器。

雖然沒(méi)有萬(wàn)全的方案來(lái)解決選擇IGBT還是MOSFET的問(wèn)題，但針對特定SMPS應用中的IGBT 和 MOSFET進(jìn)行性能比較，確定關(guān)鍵參數的范圍還是能起到一定的參考作用。

本文將對一些參數進(jìn)行探討，如硬開(kāi)關(guān)和軟開(kāi)關(guān)ZVS (零電壓轉換) 拓撲中的開(kāi)關(guān)損耗，并對電路和器件特性相關(guān)的三個(gè)主要功率開(kāi)關(guān)損耗—導通損耗、傳導損耗和關(guān)斷損耗進(jìn)行描述。此外，還通過(guò)舉例說(shuō)明二極管的恢復特性是決定MOSFET 或 IGBT導通開(kāi)關(guān)損耗的主要因素，討論二極管恢復性能對于硬開(kāi)關(guān)拓撲的影響。

導通損耗

除了IGBT的電壓下降時(shí)間較長(cháng)外，IGBT和功率MOSFET的導通特性十分類(lèi)似。由基本的IGBT等效電路（見(jiàn)圖1）可看出，完全調節PNP BJT集電極基極區的少數載流子所需的時(shí)間導致了導通電壓拖尾（voltage tail）出現。

這種延遲引起了類(lèi)飽和 (Quasi-saturation) 效應，使集電極/發(fā)射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應也導致了在ZVS情況下，在負載電流從組合封裝的反向并聯(lián)二極管轉換到 IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會(huì )上升。IGBT產(chǎn)品規格書(shū)中列出的Eon能耗是每一轉換周期Icollector與VCE乘積的時(shí)間積分，單位為焦耳，包含了與類(lèi)飽和相關(guān)的其他損耗。其又分為兩個(gè)Eon能量參數，Eon1和Eon2。Eon1是沒(méi)有包括與硬開(kāi)關(guān)二極管恢復損耗相關(guān)能耗的功率損耗；Eon2則包括了與二極管恢復相關(guān)的硬開(kāi)關(guān)導通能耗，可通過(guò)恢復與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來(lái)測量，典型的Eon2測試電路如圖2所示。IGBT通過(guò)兩個(gè)脈沖進(jìn)行開(kāi)關(guān)轉換來(lái)測量Eon。第一個(gè)脈沖將增大電感電流以達致所需的測試電流，然后第二個(gè)脈沖會(huì )測量測試電流在二極管上恢復的Eon損耗。

在硬開(kāi)關(guān)導通的情況下，柵極驅動(dòng)電壓和阻抗以及整流二極管的恢復特性決定了Eon開(kāi)關(guān)損耗。對于像傳統CCM升壓PFC電路來(lái)說(shuō)，升壓二極管恢復特性在Eon (導通) 能耗的控制中極為重要。除了選擇具有最小Trr和QRR的升壓二極管之外，確保該二極管擁有軟恢復特性也非常重要。軟化度 (Softness)，即tb/ta比率，對開(kāi)關(guān)器件產(chǎn)生的電氣噪聲和電壓尖脈沖 (voltage spike) 有相當的影響。某些高速二極管在時(shí)間tb內，從IRM(REC)開(kāi)始的電流下降速率(di/dt)很高，故會(huì )在電路寄生電感中產(chǎn)生高電壓尖脈沖。這些電壓尖脈沖會(huì )引起電磁干擾(EMI)，并可能在二極管上導致過(guò)高的反向電壓。

在硬開(kāi)關(guān)電路中，如全橋和半橋拓撲中，與IGBT組合封裝的是快恢復管或MOSFET體二極管，當對應的開(kāi)關(guān)管導通時(shí)二極管有電流經(jīng)過(guò)，因而二極管的恢復特性決定了Eon損耗。所以，選擇具有快速體二極管恢復特性的MOSFET十分重要。不幸的是，MOSFET的寄生二極管或體二極管的恢復特性比業(yè)界目前使用的分立二極管要緩慢。因此，對于硬開(kāi)關(guān)MOSFET應用而言，體二極管常常是決定SMPS工作頻率的限制因素。

一般來(lái)說(shuō)，IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應用匹配，具有較低正向傳導損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VCE(sat)電機驅動(dòng)IGBT組合封裝在一起。相反地，軟恢復超快二極管，可與高頻SMPS2開(kāi)關(guān)模式IGBT組合封裝在一起。

除了選擇正確的二極管外，設計人員還能夠通過(guò)調節柵極驅動(dòng)導通源阻抗來(lái)控制Eon損耗。降低驅動(dòng)源阻抗將提高IGBT或MOSFET的導通di/dt及減小Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中，因為較高的di/dt 會(huì )導致電壓尖脈沖、輻射和傳導EMI增加。為選擇正確的柵極驅動(dòng)阻抗以滿(mǎn)足導通di/dt 的需求，可能需要進(jìn)行電路內部測試與驗證，然后根據MOSFET轉換曲線(xiàn)可以確定大概的值 (見(jiàn)圖3)。

假定在導通時(shí)，FET電流上升到10A，根據圖3中25℃的那條曲線(xiàn)，為了達到10A的值，柵極電壓必須從5。2V轉換到6。7V，平均GFS為10A/(6。7V-5。2V)=6。7mΩ。

公式1 獲得所需導通di/dt的柵極驅動(dòng)阻抗

把平均GFS值運用到公式1中，得到柵極驅動(dòng)電壓Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，FCP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是可以計算出導通柵極驅動(dòng)阻抗為37Ω。由于在圖3的曲線(xiàn)中瞬態(tài)GFS值是一條斜線(xiàn)，會(huì )在Eon期間出現變化，意味著(zhù)di/dt也會(huì )變化。呈指數衰減的柵極驅動(dòng)電流Vdrive和下降的Ciss作為VGS的函數也進(jìn)入了該公式，表現具有令人驚訝的線(xiàn)性電流上升的總體效應。

同樣的，IGBT也可以進(jìn)行類(lèi)似的柵極驅動(dòng)導通阻抗計算，VGE(avg) 和 GFS可以通過(guò)IGBT的轉換特性曲線(xiàn)來(lái)確定，并應用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。計算所得的IGBT導通柵極驅動(dòng)阻抗為100Ω，該值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS較高，而CIES較低。這里的關(guān)鍵之處在于，為了從MOSFET轉換到IGBT，必須對柵極驅動(dòng)電路進(jìn)行調節。

傳導損耗需謹慎

在比較額定值為600V的器件時(shí)，IGBT的傳導損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測，并在指明最差情況下的工作結溫下進(jìn)行的。例如，FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。圖4顯示了在125℃的結溫下傳導損耗與直流電流的關(guān)系，圖中曲線(xiàn)表明在直流電流大于2。92A后，MOSFET的傳導損耗更大。

不過(guò)，圖4中的直流傳導損耗比較不適用于大部分應用。同時(shí)，圖5中顯示了傳導損耗在CCM (連續電流模式)、升壓PFC電路，125℃的結溫以及85V的交流輸入電壓Vac和400 Vdc直流輸出電壓的工作模式下的比較曲線(xiàn)。圖中，MOSFET-IGBT的曲線(xiàn)相交點(diǎn)為2。65A RMS。對PFC電路而言，當交流輸入電流大于2。65A RMS時(shí)，MOSFET具有較大的傳導損耗。2。65A PFC交流輸入電流等于MOSFET中由公式2計算所得的2。29A RMS。MOSFET傳導損耗、I2R，利用公式2定義的電流和MOSFET   125℃的RDS(on)可以計算得出。把RDS(on)隨漏極電流變化的因素考慮在內，該傳導損耗還可以進(jìn)一步精確化，這種關(guān)系如圖6所示。

一篇名為“如何將功率MOSFET的RDS(on)對漏極電流瞬態(tài)值的依賴(lài)性包含到高頻三相PWM逆變器的傳導損耗計算中”的IEEE文章描述了如何確定漏極電流對傳導損耗的影響。作為ID之函數，RDS(on)變化對大多數SMPS拓撲的影響很小。例如，在PFC電路中，當FCP11N60 MOSFET的峰值電流ID為11A——兩倍于5。5A (規格書(shū)中RDS(on) 的測試條件) 時(shí)，RDS(on)的有效值和傳導損耗會(huì )增加5％。

在MOSFET傳導極小占空比的高脈沖電流拓撲結構中，應該考慮圖6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一個(gè)電路中，其漏極電流為占空比7。5%的20A脈沖 (即5。5A RMS)，則有效的RDS(on)將比5。5A（規格書(shū)中的測試電流）時(shí)的0。32歐姆大25%。

式2中，Iacrms是PFC電路RMS輸入電流；Vac是 PFC 電路RMS輸入電壓；Vout是直流輸出電壓。

在實(shí)際應用中，計算IGBT在類(lèi)似PFC電路中的傳導損耗將更加復雜，因為每個(gè)開(kāi)關(guān)周期都在不同的IC上進(jìn)行。IGBT的VCE(sat)不能由一個(gè)阻抗表示，比較簡(jiǎn)單直接的方法是將其表示為阻抗RFCE串聯(lián)一個(gè)固定VFCE電壓，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是，傳導損耗便可以計算為平均集電極電流與VFCE的乘積，加上RMS集電極電流的平方，再乘以阻抗RFCE。

圖5中的示例僅考慮了CCM PFC電路的傳導損耗，即假定設計目標在維持最差情況下的傳導損耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET為例，該電路被限制在5。8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9。8A的交流輸入電流下工作。它可以傳導超過(guò)MOSFET 70% 的功率。

雖然IGBT的傳導損耗較小，但大多數600V IGBT都是PT (Punch Through，穿透) 型器件。PT器件具有NTC (負溫度系數)特性，不能并聯(lián)分流?；蛟S，這些器件可以通過(guò)匹配器件VCE(sat)、VGE(TH) (柵射閾值電壓) 及機械封裝以有限的成效進(jìn)行并聯(lián)，以使得IGBT芯片們的溫度可以保持一致的變化。相反地，MOSFET具有PTC (正溫度系數)，可以提供良好的電流分流。

關(guān)斷損耗——問(wèn)題尚未結束

在硬開(kāi)關(guān)、鉗位感性電路中，MOSFET的關(guān)斷損耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾電流，這與清除圖1中PNP BJT的少數載流子有關(guān)。圖7顯示了集電極電流ICE和結溫Tj的函數Eoff，其曲線(xiàn)在大多數IGBT數據表中都有提供。 這些曲線(xiàn)基于鉗位感性電路且測試電壓相同，并包含拖尾電流能量損耗。

圖2顯示了用于測量IGBT Eoff的典型測試電路， 它的測試電壓，即圖2中的VDD，因不同制造商及個(gè)別器件的BVCES而異。在比較器件時(shí)應考慮這測試條件中的VDD，因為在較低的VDD鉗位電壓下進(jìn)行測試和工作將導致Eoff能耗降低。

降低柵極驅動(dòng)關(guān)斷阻抗對減小IGBT Eoff損耗影響極微。如圖1所示，當等效的多數載流子MOSFET關(guān)斷時(shí)，在IGBT少數載流子BJT中仍存在存儲時(shí)間延遲td(off)I。不過(guò)，降低Eoff驅動(dòng)阻抗將會(huì )減少米勒電容 (Miller capacitance) CRES和關(guān)斷VCE的 dv/dt造成的電流注到柵極驅動(dòng)回路中的風(fēng)險，避免使器件重新偏置為傳導狀態(tài)，從而導致多個(gè)產(chǎn)生Eoff的開(kāi)關(guān)動(dòng)作。

ZVS和ZCS拓撲在降低MOSFET 和 IGBT的關(guān)斷損耗方面很有優(yōu)勢。不過(guò)ZVS的工作優(yōu)點(diǎn)在IGBT中沒(méi)有那么大，因為當集電極電壓上升到允許多余存儲電荷進(jìn)行耗散的電勢值時(shí)，會(huì )引發(fā)拖尾沖擊電流Eoff。ZCS拓撲可以提升最大的IGBT Eoff性能。正確的柵極驅動(dòng)順序可使IGBT柵極信號在第二個(gè)集電極電流過(guò)零點(diǎn)以前不被清除，從而顯著(zhù)降低IGBT ZCS Eoff 。

MOSFET的 Eoff能耗是其米勒電容Crss、柵極驅動(dòng)速度、柵極驅動(dòng)關(guān)斷源阻抗及源極功率電路路徑中寄生電感的函數。該電路寄生電感Lx (如圖8所示) 產(chǎn)生一個(gè)電勢，通過(guò)限制電流速度下降而增加關(guān)斷損耗。在關(guān)斷時(shí)，電流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)決定。如果Lx=5nH，VGS(th)=4V，則最大電流下降速度為VGS（th）/Lx=800A/μs。

總結：

在選用功率開(kāi)關(guān)器件時(shí)，并沒(méi)有萬(wàn)全的解決方案，電路拓撲、工作頻率、環(huán)境溫度和物理尺寸，所有這些約束都會(huì )在做出最佳選擇時(shí)起著(zhù)作用。

在具有最小Eon損耗的ZVS 和 ZCS應用中，MOSFET由于具有較快的開(kāi)關(guān)速度和較少的關(guān)斷損耗，因此能夠在較高頻率下工作。

對硬開(kāi)關(guān)應用而言，MOSFET寄生二極管的恢復特性可能是個(gè)缺點(diǎn)。相反，由于IGBT組合封裝內的二極管與特定應用匹配，極佳的軟恢復二極管可與更高速的SMPS器件相配合。

后語(yǔ)：MOSFE和IGBT是沒(méi)有本質(zhì)區別的，人們常問(wèn)的“是MOSFET好還是IGBT好”這個(gè)問(wèn)題本身就是錯誤的。至于我們?yōu)楹斡袝r(shí)用MOSFET，有時(shí)又不用MOSFET而采用IGBT，不能簡(jiǎn)單的用好和壞來(lái)區分，來(lái)判定，需要用辯證的方法來(lái)考慮這個(gè)問(wèn)題。

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