必看好文|高速MOS驅動(dòng)應用指南詳解-KIA MOS管

高速MOS驅動(dòng)應用指南

高速MOS驅動(dòng)應用：雙極晶體管和場(chǎng)效應晶體管有著(zhù)相同的工作原理。從根本上說(shuō),，兩種類(lèi)型晶體管均是電荷控制元件，即它們的輸出電流和控制極半導體內的電荷量成比例。

當這些器件被用作開(kāi)關(guān)時(shí)，兩者必須和低阻抗源極的拉電流和灌電流分開(kāi)，用以為控制極電荷提供快速的注入和釋放。從這點(diǎn)看，MOS-FET在不斷的開(kāi)關(guān)，當速度可以和雙極晶體管相比擬時(shí)，它被驅動(dòng)的將十分的‘激烈’。

理論上講，雙極晶體管和MOSFET的開(kāi)關(guān)速度是基本相同的，這取決與載流子穿過(guò)半導體所需的時(shí)間。在功率器件的典型值為20 ~ 200皮秒，但這個(gè)時(shí)間和器件的尺寸大小有關(guān)。與雙極結型晶體管相比，MOSFET在數字技術(shù)應用和功率應用上的普及和發(fā)展得益于它的兩個(gè)優(yōu)點(diǎn)。

優(yōu)點(diǎn)之一就是在高頻率開(kāi)關(guān)應用中MOSFET使用比較方便。MOSFET更加容易被驅動(dòng)，這是因為它的控制極和電流傳導區是隔離開(kāi)的，因此不需要一個(gè)持續的電流來(lái)控制。一旦MOSFET導通后，它的驅動(dòng)電流幾乎為0。

另外，在MOSFET中，控制電荷的積累和存留時(shí)間也大大的減小了。這基本解決了設計中導通電壓降（和多余的控制電荷成反比）和關(guān)斷時(shí)間之間的矛盾。因此，MOSFET技術(shù)以其更加簡(jiǎn)單的、高效的驅動(dòng)電路使它比晶體管設備具有更大的經(jīng)濟效益。

高速MOS驅動(dòng)應用：開(kāi)關(guān)應用

我們來(lái)研究下MOSFET的真實(shí)開(kāi)關(guān)行為。為了更好的理解其基本過(guò)程，電路中的寄生電感將會(huì )被忽略掉。隨后，它們在基本工作中各自的影響將會(huì )單獨的分析。

此外，下面的說(shuō)明和鉗位感應開(kāi)關(guān)有關(guān)，這因為大多數被用于電源模式的MOSFET晶體管和高速門(mén)驅動(dòng)電路工作于那個(gè)模式。

一個(gè)最簡(jiǎn)單的鉗位感應開(kāi)關(guān)模型如圖三（Figure）所示, 直流電流源代表感應器。在開(kāi)關(guān)間隔比較小的情況下，它的電流可看作是連續的。在MOSFET截止期間二極管為電流提供了一個(gè)回路，設備的漏極終端用一個(gè)電池來(lái)象征表示。

高速MOS驅動(dòng)應用：導通過(guò)程

MOSFET的導通過(guò)程可分為如圖4（即Figure4）所示的四個(gè)階段。

第一個(gè)階段：輸入電容從0開(kāi)始充電到Vth,在這個(gè)過(guò)程，柵極絕大部分電流都用來(lái)給電容CGS充電，也有很小的電流流過(guò)電容CGS。當電容CGS的電壓增加到門(mén)的極限時(shí)，它的電壓就會(huì )有稍微的減小。這個(gè)過(guò)程稱(chēng)為導通延遲，這是因為此時(shí)器件的漏極電流和漏極電壓均未發(fā)生變化。

當柵極電壓達到開(kāi)啟電壓時(shí)，MOSFET處于微導通狀態(tài)。在第二個(gè)階段，柵極電壓從Vth上升到Miller平坦區，即VGS,Miller。這是器件的線(xiàn)性工作區，電流和柵極電壓成正比。在柵極的一側，電流如第一階段一樣流入電容CGS和CGD，電容VGS的的電壓將會(huì )不斷升高。

在器件的輸出端，漏極電流也不斷變大，但是漏源電壓基本不變，保持先前水平(VDS,OFF)。這從圖3的原理圖可以看出來(lái)。當所有電流都流入MOSFET而且二極管完全截止（pn結能承受反向電壓）后，漏極電壓必須保持在輸出電壓水平。

進(jìn)入導通過(guò)程的第三個(gè)階段，柵極電壓（VGS,Miller）已經(jīng)足夠使漏極電流全部通過(guò)，而且整流二極管處于完全截止狀態(tài)。現在允許漏極電壓下降。在器件漏極電壓下降過(guò)程中，柵源電壓保持不變。

這就是柵極電壓波形的Miller平坦區。從驅動(dòng)得到的可用的所有柵極電流通過(guò)電容CGD放電，這將加快漏源電壓變化。而漏極電流幾乎不變，這是由于此刻它受外部電路（即直流電流源）限制。

最后一個(gè)階段MOSFET溝道增強，處于完全導通狀態(tài)，這得益于柵極的電壓已經(jīng)足夠高。最終的VGS電壓幅度將決定器件最終導通阻抗。因此，在第四個(gè)階段，電壓VGS從Miller平坦區增大到其最大值VDRV。

這由于電容CGS和CGD的充電完成，因此柵極電流被分成這兩部分。在這兩個(gè)電容充電過(guò)程中，漏極電流保持不變，漏源電壓也隨著(zhù)導通阻抗的減小而慢慢的減小。

關(guān)斷過(guò)程

MOSFET的關(guān)斷過(guò)程恰好和它的導通過(guò)程相反。電壓VGS從圖3的VDRV開(kāi) 始，電流從圖3的最大負載電流IDC開(kāi)始。漏源電壓由MOSFET的電流IDC和導通阻抗決定。圖5完整的顯示了關(guān)斷的四個(gè)階段。

第一個(gè)階段是關(guān)斷延遲，這階段需要電容CISS從最初值電壓放電到Miller平坦區水平。這期間柵極電流由電容CISS提供，而且它流入MOSFET的電容CGS和CGD。器件的漏極電壓隨著(zhù)過(guò)載電壓的減小而略微的增大。此階段漏極電流幾乎不變。

在第二個(gè)階段，管子的漏源電壓從IDC·RDS(On)增加到最終值（VDS(off)）,由圖3的原理圖可知它是由整流二極管強制決定的。在這一階段，即相當于柵極電壓波形的Miller平坦區，柵極電流完全是電容CGD的充電電流因為柵源電壓是不變的。這個(gè)電流由電源級的旁路電容提供而且它是從漏極電流減掉的。總的漏極電流仍然等于負載電流，也就是圖3直流電源表示的感應電流。

二極管的導通預示著(zhù)第三個(gè)階段的開(kāi)始，二極管給負載電流提供另一通路。 柵極電壓從VGS,Miller降到Vth。大部分的柵極電流來(lái)自于電容CGS，因為事實(shí)上電容CGD在前一個(gè)階段是充滿(mǎn)電的。

MOSFET處于線(xiàn)性工作區，而且柵源電壓的降低將會(huì )導致漏極電流的減小，在這個(gè)階段的最后漏極電流幾乎達到0。與此同時(shí)，由于整流二極管的正向偏置漏極電壓將維持在VDS(off)。

截止過(guò)程的最后一個(gè)階段是器件的輸入電容完全放電。電壓VGS進(jìn)一步減小到0。占柵極電流較大比例部分的電流，和截止過(guò)程的第三階段一樣，由電容CGS提供。器件的漏極電流和漏極電壓保持不變。

綜合上述結論，可以總結為：在四個(gè)階段（無(wú)論是導通還是關(guān)斷）里，場(chǎng)效應晶體管可在最大阻抗和最小阻抗間變換。四個(gè)階段的時(shí)間是寄生電容、所需電壓變化、柵極驅動(dòng)電流的函數。這就突出了在高速、高頻開(kāi)關(guān)應用設計中器件選擇部分和柵極最適合工作條件的重要性。

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