【分享閱讀】細說(shuō)開(kāi)關(guān)電源的MOSFET選擇 圖文并茂

選擇到一款正確的MOSFET，可以很好地控制生產(chǎn)制造成本，最為重要的是，為產(chǎn)品匹配了一款最恰當的元器件，這在產(chǎn)品未來(lái)的使用過(guò)程中，將會(huì )充分發(fā)揮其“螺絲釘”的作用，確保設備得到最高效、最穩定、最持久的應用效果。

DC/DC 開(kāi)關(guān)控制器的MOSFET選擇是一個(gè)復雜的過(guò)程。僅僅考慮MOSFET的額定電壓和電流并不足以選擇到合適的MOSFET。

要想讓 MOSFET 維持在規定范圍以?xún)龋仨氃诘蜄艠O電荷和低導通電阻之間取得平衡。在多負載電源系統中，這種情況會(huì )變得更加復雜。

圖1—降壓同步開(kāi)關(guān)穩壓器原理圖

DC/DC 開(kāi)關(guān)電源因其高效率而廣泛應用于現代許多電子系統中。例如，同時(shí)擁有一個(gè)高側 FET和低側 FET 的降壓同步開(kāi)關(guān)穩壓器，如圖 1 所示。這兩個(gè) FET 會(huì )根據控制器設置的占空比進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作，旨在達到理想的輸出電壓。降壓穩壓器的占空比方程式如下：

1) 占空比 (高側FET,上管) = Vout/(Vin*效率)

2) 占空比 (低側FET，下管) = 1 – DC (高側FET)

FET 可能會(huì )集成到與控制器一樣的同一塊芯片中，從而實(shí)現一種最為簡(jiǎn)單的解決方案。但是，為了提供高電流能力及（或）達到更高效率，FET 需要始終為控制器的外部元件。這樣便可以實(shí)現最大散熱能力，因為它讓FET物理隔離于控制器，并且擁有最大的 FET 選擇靈活性。它的缺點(diǎn)是 FET 選擇過(guò)程更加復雜，原因是要考慮的因素有很多。

一個(gè)常見(jiàn)問(wèn)題是“為什么不讓這種 10A FET 也用于我的 10A 設計呢？”答案是這種 10A 額定電流并非適用于所有設計。

選擇 FET 時(shí)需要考慮的因素包括額定電壓、環(huán)境溫度、開(kāi)關(guān)頻率、控制器驅動(dòng)能力和散熱組件面積。關(guān)鍵問(wèn)題是，如果功耗過(guò)高且散熱不足，則 FET 可能會(huì )過(guò)熱起火。我們可以利用封裝/散熱組件 ThetaJA 或者熱敏電阻、FET 功耗和環(huán)境溫度估算某個(gè) FET 的結溫，具體方法如下：

3) Tj = ThetaJA * FET 功耗（PdissFET）+ 環(huán)境溫度（Tambient）

它要求計算 FET 的功耗。這種功耗可以分成兩個(gè)主要部分：AC 和 DC 損耗。這些損耗可以通過(guò)下列方程式計算得到：

4) AC損耗: AC 功耗（PswAC）= ? * Vds * Ids * (trise + tfall)/Tsw

其中，Vds 為高側 FET 的輸入電壓，Ids 為負載電流，trise 和 tfall 為 FET 的升時(shí)間和降時(shí)間，而Tsw 為控制器的開(kāi)關(guān)時(shí)間（1/開(kāi)關(guān)頻率）。

5) DC 損耗: PswDC= RdsOn * Iout * Iout * 占空比

其中，RdsOn 為 FET 的導通電阻，而 Iout 為降壓拓撲的負載電流。

其他損耗形成的原因還包括輸出寄生電容、門(mén)損耗，以及低側 FET 空載時(shí)間期間導電帶來(lái)的體二極管損耗，但在本文中我們將主要討論 AC 和 DC 損耗。

開(kāi)關(guān)電壓和電流均為非零時(shí)，AC 開(kāi)關(guān)損耗出現在開(kāi)關(guān)導通和關(guān)斷之間的過(guò)渡期間。圖2中高亮部分顯示了這種情況。根據方程式 4），降低這種損耗的一種方法是縮短開(kāi)關(guān)的升時(shí)間和降時(shí)間。通過(guò)選擇一個(gè)更低柵極電荷的 FET，可以達到這個(gè)目標。

另一個(gè)因數是開(kāi)關(guān)頻率。開(kāi)關(guān)頻率越高，圖3所示升降過(guò)渡區域所花費的開(kāi)關(guān)時(shí)間百分比就越大。因此，更高頻率就意味著(zhù)更大的AC開(kāi)關(guān)損耗。所以，降低 AC 損耗的另一種方法便是降低開(kāi)關(guān)頻率，但這要求更大且通常也更昂貴的電感來(lái)確保峰值開(kāi)關(guān)電流不超出規范。

開(kāi)關(guān)處在導通狀態(tài)下出現 DC 損耗，其原因是 FET 的導通電阻。這是一種十分簡(jiǎn)單的 I2R 損耗形成機制，如圖4所示。但是，導通電阻會(huì )隨 FET 結溫而變化，這便使得這種情況更加復雜。所以，使用方程式 3）、4）和 5）準確計算導通電阻時(shí)，就必須使用迭代方法，并要考慮到 FET 的溫升。

降低 DC 損耗最簡(jiǎn)單的一種方法是選擇一個(gè)低導通電阻的 FET。另外，DC 損耗大小同FET 的百分比導通時(shí)間成正比例關(guān)系，其為高側 FET控制器占空比加上 1 減去低側 FET 占空比，如前所述。

由圖5我們可以知道，更長(cháng)的導通時(shí)間就意味著(zhù)更大的DC 開(kāi)關(guān)損耗，因此，可以通過(guò)減小導通時(shí)間/FET 占空比來(lái)降低 DC 損耗。例如，如果使用了一個(gè)中間 DC 電壓軌，并且可以修改輸入電壓的情況下，設計人員或許就可以修改占空比。

盡管選擇一個(gè)低柵極電荷和低導通電阻的 FET 是一種簡(jiǎn)單的解決方案，但是需要在這兩種參數之間做一些折中和平衡。低柵極電荷通常意味著(zhù)更小的柵極面積/更少的并聯(lián)晶體管，以及由此帶來(lái)的高導通電阻。

另一方面，使用更大/更多并聯(lián)晶體管一般會(huì )導致低導通電阻，從而產(chǎn)生更多的柵極電荷。這意味著(zhù)，FET 選擇必須平衡這兩種相互沖突的規范。另外，還必須考慮成本因素。

低占空比設計意味著(zhù)高輸入電壓，對這些設計而言，高側 FET 大多時(shí)候均為關(guān)斷，因此 DC 損耗較低。但是，高 FET 電壓帶來(lái)高 AC 損耗，所以可以選擇低柵極電荷的 FET，即使導通電阻較高。

低側 FET 大多數時(shí)候均為導通狀態(tài)，但是 AC 損耗卻最小。這是因為，導通/關(guān)斷期間低側 FET 的電壓因 FET 體二極管而非常地低。因此，需要選擇一個(gè)低導通電阻的 FET，并且柵極電荷可以很高。圖 7 顯示了上述情況。

如果我們降低輸入電壓，則我們可以得到一個(gè)高占空比設計，其高側 FET 大多數時(shí)候均為導通狀態(tài)，如圖 8 所示。這種情況下，DC 損耗較高，要求低導通電阻。根據不同的輸入電壓，AC 損耗可能并不像低側 FET 時(shí)那樣重要，但還是沒(méi)有低側 FET 那樣低。

因此，仍然要求適當的低柵極電荷。這要求在低導通電阻和低柵極電荷之間做出妥協(xié)。就低側 FET 而言，導通時(shí)間最短，且 AC 損耗較低，因此我們可以按照價(jià)格或者體積而非導通電阻和柵極電荷原則，選擇正確的FET。

假設一個(gè)負載點(diǎn) (POL) 穩壓器時(shí)我們可以規定某個(gè)中間電壓軌的額定輸入電壓，那么最佳解決方案是什么呢，是高輸入電壓/低占空比，還是低輸入電壓/高占空比呢？使用不同輸入電壓對占空比進(jìn)行調制，同時(shí)查看 FET功耗情況。

圖9中，高側 FET 反應曲線(xiàn)圖表明，占空比從 25% 增至 40% 時(shí) AC 損耗明顯降低，而DC 損耗卻線(xiàn)性增加。因此，35% 左右的占空比，應為選擇電容和導通電阻平衡FET的理想值。

不斷降低輸入電壓并提高占空比，可以得到最低的AC 損耗和最高的 DC 損耗，就此而言，我們可以使用一個(gè)低導通電阻的 FET，并折中選擇高柵極電荷。

如低側 FET 圖10所示，控制器占空比由低升高時(shí) DC 損耗線(xiàn)性降低（低側 FET 導通時(shí)間更短），高控制器占空比時(shí)損耗最小。整個(gè)電路板的AC 損耗都很低，因此任何情況下都應選擇使用低導通電阻的 FET。

請注意：低側 FET 占空比為 1-控制器占空比，因此低側 FET 導通時(shí)間隨控制器占空比增加而縮短。圖11顯示了我們將高側和低側損耗組合到一起時(shí)總效率的變化情況。我們可以看到，這種情況下，高占空比時(shí)組合 FET 損耗最低，并且效率最高。效率從 94.5% 升高至 96.5%。

不幸的是，為了獲得低輸入電壓，我們必須降低中間電壓軌電源的電壓，使其占空比增加，原因是它通過(guò)一個(gè)固定輸入電源供電。因此，這樣可能會(huì )抵消在 POL 獲得的部分或者全部增益。另一種方法是不使用中間軌，而是直接從輸入電源到 POL 穩壓器，目的是降低穩壓器數。這時(shí)，占空比較低，我們必須小心地選擇FET。

在有多個(gè)輸出電壓和電流要求的電源系統中，情況會(huì )更加復雜。對比不同 POL 穩壓器占空比的效率、成本和體積。圖 12 顯示了一個(gè)系統，其輸入電壓為 28V，共有 8 個(gè)負載，4 個(gè)不同電壓，范圍為 3.3V 到 1.25V。共有 3 種對比方法：1）無(wú)中間軌，直接通過(guò)輸入電源提供 28V 電壓，以實(shí)現 POL 穩壓器的低占空比；2）使用 12V 中間軌，POL穩壓器中等占空比；

3）使用 5V 中間軌，高 POL 穩壓器占空比。圖 13 和表 1 顯示了對比結果。這種情況下，無(wú)中間軌電源的構架實(shí)現了最低成本，12V中間軌電壓的構架獲得了最高效率，而 5V 中間軌電壓構架則實(shí)現了最小體積。

因此，我們可以看到，對于這種大型系統而言，單POL電源情況下我們所看到的這些參數均沒(méi)有明顯的趨向。這是因為，使用多個(gè)穩壓器時(shí)，除中間軌穩壓器本身以外，每個(gè)穩壓器都有其不同的負載電流和電壓要求，而這些需求可能會(huì )相互沖突。研究這種情況的最佳方法是使用如 WEBENCH 電源設計師等工具，對不同的選項進(jìn)行評估。

中間軌電壓的不同選擇為 28V（直接使用輸入電源）、12V 和 5V。這會(huì )帶來(lái)不同的 POL 穩壓器占空比。

聯(lián)系方式：鄒先生

聯(lián)系電話(huà)：0755-83888366-8022

手機：18123972950

QQ：2880195519

聯(lián)系地址：深圳市福田區車(chē)公廟天安數碼城天吉大廈CD座5C1

請搜微信公眾號:“KIA半導體”或掃一掃下圖“關(guān)注”官方微信公眾號

請“關(guān)注”官方微信公眾號:提供 MOS管 技術(shù)幫助