驅動(dòng)變壓器的恢復

在驅動(dòng)MOS晶體管Q2導通期間的開(kāi)始部分，D1和S2將導通。但是當Ql已經(jīng)關(guān)斷并且基—射結間的恢復電流已經(jīng)變?yōu)榱愕臅r(shí)候，在繞組P2的電壓通過(guò)R1使Dl和S2反偏關(guān)斷。所有繞組在開(kāi)始時(shí)都變?yōu)樨?，同時(shí)在繞組P2中會(huì )形成電流，使磁心復位到負飽和狀態(tài)。

在飽和狀態(tài)，流過(guò)Q2和P2的電流只通過(guò)電阻Rl進(jìn)行限流，所有繞組上的電壓都為零，同時(shí)電路也復位到準備狀態(tài)從而給下一個(gè)導通周期做準備。

s1和S2之間應該只有非常少量漏感的要求似乎與變壓器原邊—副邊之間的隔離以及漏電距離的要求有矛盾。在離線(xiàn)開(kāi)關(guān)電源應用中，Tl用來(lái)作為一個(gè)原邊—副邊之間的電路隔離，變壓器需要比只對功率有要求的變壓器大一些。

寬范圍比例驅動(dòng)電路

如圖1. 16.1所示電路中，如果它的輸入電壓和負載的范圍都較大，那么它將會(huì )有一些局限性，具體敘述如下。
當輸入電壓很低時(shí)，工作周期將會(huì )變大，同時(shí)Ql的導通時(shí)間會(huì )遠超過(guò)整個(gè)通斷時(shí)間的50%。甚者，如果負載范圍內允許的最輕負載較小，那么輸出濾波網(wǎng)絡(luò )中的Ll就相對大到可以保持連續導通。在這種條件下，調整管的集電極電流小而導通時(shí)間長(cháng)。

在這個(gè)長(cháng)導通期間內，mos驅動(dòng)變壓器Tl產(chǎn)生磁化電流，因為繞組S1兩端出現了恒定的Ql基射電壓vbe由于在此期間驅動(dòng)變壓器是一個(gè)電流變流器，因此該磁化電流是輸出電流的一部分。所以這個(gè)預期的比例驅動(dòng)的比值在整個(gè)長(cháng)的導通期間內并不是保持不變的。在此期間的結束部分，mos驅動(dòng)能力下降。為了減少它的影響，要求驅動(dòng)變壓器Tl有大的電感值。

但在導通期間結束時(shí)，Q2必須要在余下的短關(guān)斷期間復位驅動(dòng)變匝器的磁心。為了達到快速復位，繞組P2中每匝繞組的電壓要大，可以選用P2匝數少且采用大復位電流的方法，也可選用大的輔助電源電壓。無(wú)論用哪種方法，在Rl上將會(huì )產(chǎn)生較大的功耗。

因此，必須在電感匝數與輔助電壓之間做出折中的選擇，這在高頻情況下，電感匝數與輔助電壓之間是很難針對寬范圍的控制做出優(yōu)化的，而在圖1. 16.2中的電路可以解決這個(gè)矛盾。

在圖1. 16.2的電路中，當Q2關(guān)斷時(shí)，電源通過(guò)Rl和Q3對Cl快速充電，Q3通過(guò)其基極驅動(dòng)電路P2、D2和R2強行導通。在Q2關(guān)斷和Ql導通時(shí)，所有繞組同名端的極性都為正。

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