如何做到在電源設計中減少MOSFET損耗的同時(shí)提升EMI性能-KIA MOS管
信息來(lái)源：本站 日期：2019-07-24
MOSFET簡(jiǎn)稱(chēng)金氧半場(chǎng)效晶體管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET）是一種可以廣泛使用在模擬電路與數字電路的場(chǎng)效晶體管（field-effect transistor）。MOSFET依照其“通道”（工作載流子）的極性不同，可分為“N型”與“P型” 的兩種類(lèi)型，通常又稱(chēng)為NMOSFET與PMOSFET，其他簡(jiǎn)稱(chēng)尚包括NMOS、PMOS等。
場(chǎng)效應管的參數很多，包括直流參數、交流參數和極限參數，但一般使用時(shí)關(guān)注以下主要參數：
1、IDSS—飽和漏源電流。是指結型或耗盡型絕緣柵場(chǎng)效應管中，柵極電壓UGS=0時(shí)的漏源電流。
2、UP—夾斷電壓。是指結型或耗盡型絕緣柵場(chǎng)效應管中，使漏源間剛截止時(shí)的柵極電壓。
3、UT—開(kāi)啟電壓。是指增強型絕緣柵場(chǎng)效管中，使漏源間剛導通時(shí)的柵極電壓。
4、gM—跨導。是表示柵源電壓UGS—對漏極電流ID的控制能力，即漏極電流ID變化量與柵源電壓UGS變化量的比值。gM是衡量場(chǎng)效應管放大能力的重要參數。
5、BUDS—漏源擊穿電壓。是指柵源電壓UGS一定時(shí)，場(chǎng)效應管正常工作所能承受的最大漏源電壓。這是一項極限參數，加在場(chǎng)效應管上的工作電壓必須小于BUDS。
6、PDSM—最大耗散功率。也是一項極限參數，是指場(chǎng)效應管性能不變壞時(shí)所允許的最大漏源耗散功率。使用時(shí)，場(chǎng)效應管實(shí)際功耗應小于PDSM并留有一定余量。
7、IDSM—最大漏源電流。是一項極限參數，是指場(chǎng)效應管正常工作時(shí)，漏源間所允許通過(guò)的最大電流。場(chǎng)效應管的工作電流不應超過(guò)IDSM。
MOSFET作為主要的開(kāi)關(guān)功率器件之一，被大量應用于模塊電源。了解MOSFET的損耗組成并對其分析，有利于優(yōu)化MOSFET損耗，提高模塊電源的功率;但是一味的減少MOSFET的損耗及其他方面的損耗，反而會(huì )引起更嚴重的EMI問(wèn)題，導致整個(gè)系統不能穩定工作。所以需要在減少MOSFET的損耗的同時(shí)需要兼顧模塊電源的EMI性能。
MOSFET的損耗主要有以下部分組成：1.通態(tài)損耗;2.導通損耗;3.關(guān)斷損耗;4.驅動(dòng)損耗;5.吸收損耗;隨著(zhù)模塊電源的體積減小，需要將開(kāi)關(guān)頻率進(jìn)一步提高，進(jìn)而導致開(kāi)通損耗和關(guān)斷損耗的增加，例如300kHz的驅動(dòng)頻率下，開(kāi)通損耗和關(guān)斷損耗的比例已經(jīng)是總損耗主要部分了。
MOSFET導通與關(guān)斷過(guò)程中都會(huì )產(chǎn)生損耗，在這兩個(gè)轉換過(guò)程中，漏極電壓與漏極電流、柵源電壓與電荷之間的關(guān)系如圖1和圖2所示，現以導通轉換過(guò)程為例進(jìn)行分析：
t0-t1區間：柵極電壓從0上升到門(mén)限電壓Uth，開(kāi)關(guān)管為導通，無(wú)漏極電流通過(guò)這一區間不產(chǎn)生損耗;
t1-t2區間：柵極電壓達到Vth，漏極電流ID開(kāi)始增加，到t2時(shí)刻達到最大值，但是漏源電壓保持截止時(shí)高電平不變，從圖1可以看出，此部分有VDS與ID有重疊，MOSFET功耗增大;
t2-t3區間：從t2時(shí)刻開(kāi)始，漏源電壓VDS開(kāi)始下降，引起密勒電容效應，使得柵極電壓不能上升而出現平臺，t2-t3時(shí)刻電荷量等于Qgd，t3時(shí)刻開(kāi)始漏極電壓下降到最小值;此部分有VDS與ID有重疊，MOSFET功耗增大
t3-t4區間：柵極電壓從平臺上升至最后的驅動(dòng)電壓(模塊電源一般設定為12V)，上升的柵壓使導通電阻進(jìn)一步減少，MOSFET進(jìn)入完全導通狀態(tài);此時(shí)損耗轉化為導通損耗。
關(guān)斷過(guò)程與導通過(guò)程相似，只不過(guò)是波形相反而已;關(guān)于MOSFET的導通損耗與關(guān)斷損耗的分析過(guò)程，有很多文獻可以參考，這里直接引用《張興柱之MOSFET分析》的總結公式如下：
通過(guò)降低模塊電源的驅動(dòng)頻率減少MOSFET的損耗，EMI問(wèn)題及其解決方案。
典型的小功率模塊電源(小于50W)大多采用的電路拓撲結構為反激形式，典型的控制電路如圖3所示;從MOSFET的損耗分析還可以知道：與開(kāi)通損耗成正比、與關(guān)斷損耗成正比;所以可以通過(guò)減少 、來(lái)減少MOSFET的損耗，通常情況下，可以減小MOSFET的驅動(dòng)電阻Rg來(lái)減少、時(shí)間，但是此優(yōu)化方法卻帶來(lái)嚴重的EMI問(wèn)題;以金升陽(yáng)URB2405YMD-6WR3產(chǎn)品為例來(lái)說(shuō)明此項問(wèn)題：
1)URB2405YMD-6WR3采用10Ω的MOSFET驅動(dòng)電阻，裸機輻射測試結果如下：
2)URB2405YMD-6WR3采用0Ω的驅動(dòng)電阻，裸機輻射測試結果如下：
從兩種不同的驅動(dòng)電阻測試結果來(lái)看，雖然都能夠通過(guò)EN55022的輻射騷擾度的CLASS A等級，但是采用0歐姆的驅動(dòng)電阻，在水平極化方向測試結果的余量是不足3dB的，該方案設計不能被通過(guò)。
在模塊電源的設計過(guò)程中，變壓器的漏感總是存在的，采用反激拓撲式結構，往往在MOSFET截止過(guò)程中，MOSFET的漏極往往存在著(zhù)很大的電壓尖峰，一般情況下，MOSFET的電壓設計余量是足夠承受的，為了提高整體的電源效率，一些電源廠(chǎng)家是沒(méi)有增加吸收電路(吸收電路如圖3標注①RCD吸收電路和②RC吸收電路)來(lái)吸收尖峰電壓的。但是，不注意這些吸收電路的設計往往也是導致EMI設計不合格的主要原因。以金升陽(yáng)URF2405P-6WR3的吸收電路(采用如圖3中的②RC吸收電路)為例：
1)驅動(dòng)電阻Rg為27Ω，無(wú)RC吸收電路，輻射騷擾度測試結果如下：
2)驅動(dòng)電阻為27Ω;吸收電路為電阻R和C 5.1Ω 470pF，輻射騷擾度測試結果如下：
從兩種不同的吸收電路方案測試結果來(lái)看，不采用吸收電路的方案，是不能通過(guò)EN55022輻射騷擾度的CLASS A等級，而采用吸收電路，則可以解決輻射騷擾度實(shí)驗不通過(guò)的問(wèn)題，通過(guò)不同的RC組合方式可進(jìn)一步降低輻射騷擾。
MOSFET的功耗優(yōu)化工作實(shí)際上是一個(gè)系統工程，部分優(yōu)化方案甚至會(huì )影響EMI的特性變化。上述案例中，金升陽(yáng)R3系列產(chǎn)品將節能環(huán)保的理念深入到電源的開(kāi)發(fā)過(guò)程中，很好地平衡了電源整體效率與EMI特性，從而進(jìn)一步優(yōu)化了電源參數。將電源參數進(jìn)一步優(yōu)化，更能兼容客戶(hù)系統，并發(fā)揮真正的電子系統“心臟”作用，源源不斷的輸送能量。
1、晶體管緩沖電路
早期電源多采用此線(xiàn)路技術(shù)。采用此電路，功率損耗雖有所減小，但仍不是很理想。
①減少導通損耗在變壓器次級線(xiàn)圈后面加飽和電感，加反向恢復時(shí)間快的二極管，利用飽和電感阻礙電流變化的特性，限制電流上升的速率，使電流與電壓的波形盡可能小地重疊。
②減少截止損耗加R、C吸收網(wǎng)絡(luò )，推遲變壓器反激電壓發(fā)生時(shí)間，最好在電流為0時(shí)產(chǎn)生反激電壓，此時(shí)功率損耗為0。該電路利用電容上電壓不能突變的特性，推遲反激電壓發(fā)生時(shí)間。為了增加可靠性，也可在功率管上加R、C。但是此電路有明顯缺點(diǎn)：因為電阻的存在，導致吸收網(wǎng)絡(luò )有損耗。
2、諧振電路
該電路只改變開(kāi)關(guān)瞬間電流波形，不改變導通時(shí)電流波形。只要選擇好合適的L、C，結合二極管結電容和變壓器漏感，就能保證電壓為0時(shí)，開(kāi)關(guān)管導通或截止。因此，采用諧振技術(shù)可使開(kāi)關(guān)損耗很小。所以，SWITCHTEC電源開(kāi)關(guān)頻率可以做到術(shù)結構380kHz的高頻率。
3、軟開(kāi)關(guān)技術(shù)
該電路是在全橋逆變電路中加入電容和二極管。二極管在開(kāi)關(guān)管導通時(shí)起鉗位作用，并構成瀉放回路，瀉放電流。電容在反激電壓作用下，電容被充電，電壓不能突然增加，當電壓比較大的時(shí)侯，電流已經(jīng)為0。
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