MOS管工作原理圖詳解-MOS管工作原理電路圖及結構分析-KIA MOS管
信息來(lái)源：本站 日期：2018-06-19
MOS管是FET的一種(另一種是JFET)，可以被制造成增強型或耗盡型，P溝道或N溝道共4種類(lèi)型，但實(shí)際應用的只有增強型的N溝道MOS管和增強型的P溝道MOS管，所以通常提到NMOS，或者PMOS指的就是這兩種。
對于這兩種增強型MOS管，比較常用的是NMOS。原因是導通電阻小，且容易制造。所以開(kāi)關(guān)電源和馬達驅動(dòng)的應用中，一般都用NMOS。下面的介紹中，也多以NMOS為主。
MOS管的三個(gè)管腳之間有寄生電容存在，這不是我們需要的，而是由于制造工藝限制產(chǎn)生的。寄生電容的存在使得在設計或選擇驅動(dòng)電路的時(shí)候要麻煩一些，但沒(méi)有辦法避免，后邊再詳細介紹。
在MOS管工作原理圖上可以看到，漏極和源極之間有一個(gè)寄生二極管。這個(gè)叫體二極管，在驅動(dòng)感性負載(如馬達)，這個(gè)二極管很重要。順便說(shuō)一句，體二極管只在單個(gè)的MOS管中存在，在集成電路芯片內部通常是沒(méi)有的。
這是該裝置的核心，在介紹該部分工作原理之前，先簡(jiǎn)單解釋一下MOS的工作原理圖。
它一般有耗盡型和增強型兩種。本文使用的為增強型MOS
MOS管，其內部結構見(jiàn)mos管工作原理圖。它可分為NPN型PNP型。NPN型通常稱(chēng)為N溝道型，PNP型也叫P溝道型。由圖可看出，對于N溝道的場(chǎng)效應管其源極和漏極接在N型半導體上，同樣對于P溝道的場(chǎng)效應管其源極和漏極則接在P型半導體上。我們知道一般三極管是由輸入的電流控制輸出的電流。但對于場(chǎng)效應管，其輸出電流是由輸入的電壓（或稱(chēng)電場(chǎng)）控制，可以認為輸入電流極小或沒(méi)有輸入電流，這使得該器件有很高的輸入阻抗，同時(shí)這也是我們稱(chēng)之為場(chǎng)效應管的原因。
為解釋MOS管工作原理圖，我們先了解一下僅含有一個(gè)P—N結的二極管的工作過(guò)程。如圖所示，我們知道在二極管加上正向電壓（P端接正極，N端接負極）時(shí)，二極管導通，其PN結有電流通過(guò)。這是因為在P型半導體端為正電壓時(shí)，N型半導體內的負電子被吸引而涌向加有正電壓的P型半導體端，而P型半導體端內的正電子則朝N型半導體端運動(dòng)，從而形成導通電流。同理，當二極管加上反向電壓（P端接負極，N端接正極）時(shí)，這時(shí)在P型半導體端為負電壓，正電子被聚集在P型半導體端，負電子則聚集在N型半導體端，電子不移動(dòng)，其PN結沒(méi)有電流通過(guò)，二極管截止。
對于MOS管（見(jiàn)圖），在柵極沒(méi)有電壓時(shí)，由前面分析可知，在源極與漏極之間不會(huì )有電流流過(guò)，此時(shí)MOS管與截止狀態(tài)（圖a）。當有一個(gè)正電壓加在N溝道的MOS管。
MOS管柵極上時(shí)，由于電場(chǎng)的作用，此時(shí)N型半導體的源極和漏極的負電子被吸引出來(lái)而涌向柵極，但由于氧化膜的阻擋，使得電子聚集在兩個(gè)N溝道之間的P型半導體中（見(jiàn)圖b），從而形成電流，使源極和漏極之間導通。我們也可以想像為兩個(gè)N型半導體之間為一條溝，柵極電壓的建立相當于為它們之間搭了一座橋梁，該橋的大小由柵壓的大小決定。圖給出了P溝道的MOS管。
MOS管工作原理圖工作過(guò)程，其工作原理類(lèi)似這里不再重復。
下面簡(jiǎn)述一下用C-MOS場(chǎng)效應管（增強型MOS管）組成的應用電路的工作過(guò)程（見(jiàn)圖）。電路將一個(gè)增強型P溝道MOS管和一個(gè)增強型N溝道MOS場(chǎng)效應管組合在一起使用。當輸入端為低電平時(shí)，P溝道MOS管導通，輸出端與電源正極接通。當輸入端為高電平時(shí)，N溝道MOS場(chǎng)效應管導通，輸出端與電源地接通。在該電路中，P溝道MOS場(chǎng)效應管和N溝道MOS場(chǎng)效應管總是在相反的狀態(tài)下工作，其相位輸入端和輸出端相反。通過(guò)這種工作方式我們可以獲得較大的電流輸出。同時(shí)由于漏電流的影響，使得柵壓在還沒(méi)有到0V，通常在柵極電壓小于1到2V時(shí)，MOS場(chǎng)效應管既被關(guān)斷。不同場(chǎng)效應管其關(guān)斷電壓略有不同。也正因為如此，使得該電路不會(huì )因為兩管同時(shí)導通而造成電源短路。
由以上分析我們可以畫(huà)出mos管工作原理圖中MOS管電路部分的工作過(guò)程（見(jiàn)圖）。工作原理同前所述。
MOS管最顯著(zhù)的特性是開(kāi)關(guān)特性好，所以被廣泛應用在需要電子開(kāi)關(guān)的電路中，常見(jiàn)的如開(kāi)關(guān)電源和馬達驅動(dòng)，也有照明調光。
現在的MOS驅動(dòng)，有幾個(gè)特別的需求：
當使用5V電源，這時(shí)候如果使用傳統的mos管工作原理圖圖騰柱結構，由于三極管的be有0.7V左右的壓降，導致實(shí)際最終加在gate上的電壓只有4.3V。這時(shí)候，我們選用標稱(chēng)gate電壓4.5V的MOS管就存在一定的風(fēng)險。
同樣的問(wèn)題也發(fā)生在使用3V或者其他低壓電源的場(chǎng)合。
輸入電壓并不是一個(gè)固定值，它會(huì )隨著(zhù)時(shí)間或者其他因素而變動(dòng)。這個(gè)變動(dòng)導致PWM電路提供給MOS管的驅動(dòng)電壓是不穩定的。
為了讓MOS管在高gate電壓下安全，很多MOS管內置了穩壓管強行限制gate電壓的幅值。在這種情況下，當提供的驅動(dòng)電壓超過(guò)穩壓管的電壓，就會(huì )引起較大的靜態(tài)功耗。
同時(shí)，如果簡(jiǎn)單的用電阻分壓的原理降低gate電壓，就會(huì )出現輸入電壓比較高的時(shí)候，MOS管工作良好，而輸入電壓降低的時(shí)候gate電壓不足，引起導通不夠徹底，從而增加功耗。
在一些控制電路中，邏輯部分使用典型的5V或者3.3V數字電壓，而功率部分使用12V甚至更高的電壓。兩個(gè)電壓采用共地方式連接。
這就提出一個(gè)要求，需要使用一個(gè)電路，讓低壓側能夠有效的控制高壓側的MOS管，同時(shí)高壓側的MOS管也同樣會(huì )面對1和2中提到的問(wèn)題。
在這三種情況下，圖騰柱結構無(wú)法滿(mǎn)足輸出要求，而很多現成的MOS驅動(dòng)IC，似乎也沒(méi)有包含gate電壓限制的結構。
于是我設計了一個(gè)相對通用的電路來(lái)滿(mǎn)足這三種需求。
mos管工作原理圖如下：
用于NMOS的驅動(dòng)電路
用于PMOS的驅動(dòng)電路
Vl和Vh分別是低端和高端的電源，兩個(gè)電壓可以是相同的，但是Vl不應該超過(guò)Vh。
Q1和Q2組成了一個(gè)反置的圖騰柱，用來(lái)實(shí)現隔離，同時(shí)確保兩只驅動(dòng)管Q3和Q4不會(huì )同時(shí)導通。
R2和R3提供了PWM電壓基準，通過(guò)改變這個(gè)基準，可以讓電路工作在PWM信號波形比較陡直的位置。
Q3和Q4用來(lái)提供驅動(dòng)電流，由于導通的時(shí)候，Q3和Q4相對Vh和GND最低都只有一個(gè)Vce的壓降，這個(gè)壓降通常只有0.3V左右，大大低于0.7V的Vce。
R5和R6是反饋電阻，用于對gate電壓進(jìn)行采樣，采樣后的電壓通過(guò)Q5對Q1和Q2的基極產(chǎn)生一個(gè)強烈的負反饋，從而把gate電壓限制在一個(gè)有限的數值。這個(gè)數值可以通過(guò)R5和R6來(lái)調節。
最后，R1提供了對Q3和Q4的基極電流限制，R4提供了對MOS管的gate電流限制，也就是Q3和Q4的Ice的限制。必要的時(shí)候可以在R4上面并聯(lián)加速電容。
這個(gè)電路提供了如下的特性：
1，用低端電壓和PWM驅動(dòng)高端MOS管。
2，用小幅度的PWM信號驅動(dòng)高gate電壓需求的MOS管。
3，gate電壓的峰值限制
4，輸入和輸出的電流限制
5，通過(guò)使用合適的電阻，可以達到很低的功耗。
6，PWM信號反相。NMOS并不需要這個(gè)特性，可以通過(guò)前置一個(gè)反相器來(lái)解決。
在設計便攜式設備和無(wú)線(xiàn)產(chǎn)品時(shí)，提高產(chǎn)品性能、延長(cháng)電池工作時(shí)間是設計人員需要面對的兩個(gè)問(wèn)題。DC-DC轉換器具有效率高、輸出電流大、靜態(tài)電流小等優(yōu)點(diǎn)，非常適用于為便攜式設備供電。
(1)高頻化技術(shù)：隨著(zhù)開(kāi)關(guān)頻率的提高，開(kāi)關(guān)變換器的體積也隨之減小，功率密度也得到大幅提升，動(dòng)態(tài)響應得到改善。小功率DC-DC轉換器的開(kāi)關(guān)頻率將上升到兆赫級。
(2)低輸出電壓技術(shù)：隨著(zhù)半導體制造技術(shù)的不斷發(fā)展，微處理器和便攜式電子設備的工作電壓越來(lái)越低，這就要求未來(lái)的DC-DC變換器能夠提供低輸出電壓以適應微處理器和便攜式電子設備的要求。
這些技術(shù)的發(fā)展對電源芯片電路的設計提出了更高的要求。首先，隨著(zhù)開(kāi)關(guān)頻率的不斷提高，對于開(kāi)關(guān)元件的性能提出了很高的要求，同時(shí)必須具有相應的開(kāi)關(guān)元件驅動(dòng)電路以保證開(kāi)關(guān)元件在高達兆赫級的開(kāi)關(guān)頻率下正常工作。其次，對于電池供電的便攜式電子設備來(lái)說(shuō)，電路的工作電壓低(以鋰電池為例，工作電壓 2.5～3.6V)，因此，電源芯片的工作電壓較低。
MOS管具有很低的導通電阻，消耗能量較低，在目前流行的高效DC-DC芯片中多采用MOS管作為功率開(kāi)關(guān)。但是由于MOS管的寄生電容大，一般情況下 NMOS開(kāi)關(guān)管的柵極電容高達幾十皮法。這對于設計高工作頻率DC-DC轉換器開(kāi)關(guān)管驅動(dòng)電路的設計提出了更高的要求。
在低電壓ULSI設計中有多種CMOS、BiCMOS采用自舉升壓結構的邏輯電路和作為大容性負載的驅動(dòng)電路。這些電路能夠在低于1V電壓供電條件下正常工作，并且能夠在負載電容1～2pF的條件下工作頻率能夠達到幾十兆甚至上百兆赫茲。本文正是采用了自舉升壓電路，設計了一種具有大負載電容驅動(dòng)能力的，適合于低電壓、高開(kāi)關(guān)頻率升壓型DC-DC轉換器的驅動(dòng)電路。電路基于Samsung AHP615 BiCMOS工藝設計并經(jīng)過(guò)Hspice仿真驗證，在供電電壓1.5V ，負載電容為60pF時(shí)，工作頻率能夠達到5MHz以上。
不管是NMOS還是PMOS，導通后都有導通電阻存在，這樣電流就會(huì )在這個(gè)電阻上消耗能量，這部分消耗的能量叫做導通損耗。選擇導通電阻小的MOS管會(huì )減小導通損耗?，F在的小功率MOS管導通電阻一般在幾十毫歐左右，幾毫歐的也有。
MOS在導通和截止的時(shí)候，一定不是在瞬間完成的。MOS兩端的電壓有一個(gè)下降的過(guò)程，流過(guò)的電流有一個(gè)上升的過(guò)程，在這段時(shí)間內，MOS管的損失是電壓和電流的乘積，叫做開(kāi)關(guān)損失。通常開(kāi)關(guān)損失比導通損失大得多，而且開(kāi)關(guān)頻率越快，損失也越大。
導通瞬間電壓和電流的乘積很大，造成的損失也就很大?？s短開(kāi)關(guān)時(shí)間，可以減小每次導通時(shí)的損失;降低開(kāi)關(guān)頻率，可以減小單位時(shí)間內的開(kāi)關(guān)次數。這兩種辦法都可以減小開(kāi)關(guān)損失。
上圖是MOS管工作原理圖導通時(shí)的波形?？梢钥闯?，導通瞬間電壓和電流的乘積很大，造成的損失也就很大。降低開(kāi)關(guān)時(shí)間，可以減小每次導通時(shí)的損失;降低開(kāi)關(guān)頻率，可以減小單位時(shí)間內的開(kāi)關(guān)次數。這兩種辦法都可以減小開(kāi)關(guān)損失。
一款路由產(chǎn)品的硬件開(kāi)發(fā)中，其中一項是客戶(hù)需要非標準POE供電，可輸出的POE供電電壓為12/24/30/48V切換，最大輸出功率設計為24W，電路采用反激式電源方案（電源芯片MP3910，芯片廠(chǎng)商提供方案），在調試該部分電路時(shí)出現MOS管（NMOS，SUD50N06）發(fā)熱嚴重，輸出電壓非帶載時(shí)正常，帶載時(shí)（開(kāi)始帶載50%）,MOS管發(fā)熱嚴重，輸出電壓被拉低，不論是輸出哪一路電壓，輸出只有9V左右，TLV431的穩壓值只有1V左右（正常選擇的型號Vref=2.5V），開(kāi)始一直覺(jué)得問(wèn)題出在TLV431上，后來(lái)?yè)Q了板子竟發(fā)現可以正常穩壓（應該是上一個(gè)板子變壓器和MOS管出現問(wèn)題，但沒(méi)回去驗證），但是mos管很燙，帶載不到十秒鐘就會(huì )冒煙，后來(lái)經(jīng)過(guò)與芯片方案的FAE溝通才發(fā)現，MSP3910的驅動(dòng)MOS管的引腳gate腳與MOS管之間的限流電阻用錯物料，mos管工作原理圖是4.99歐，但實(shí)際用的是4.99K，更換電阻后可輸出正常電壓，MOS管也不會(huì )很燙。
下面是解決問(wèn)題思路：
一、用示波器觀(guān)察所用MOS管的G極波形，如圖一所示 ，上升時(shí)間接近1.32us，下降時(shí)間接近<160ns（實(shí)測50ns），再看如圖二所示的手冊中對MOS驅動(dòng)上升下降沿要求，上升時(shí)間要求<35ns，下降時(shí)間<80ns，可得結論：上升時(shí)間過(guò)長(cháng)導致MOS管工作為線(xiàn)性狀態(tài)，非開(kāi)關(guān)狀態(tài)（參看總結一），MOS管開(kāi)通過(guò)程時(shí)間太長(cháng)直接導致了MOS管的發(fā)熱嚴重。
二、解決：更換驅動(dòng)限流電阻（圖二中Rg），由于當時(shí)手里當時(shí)沒(méi)有4.99歐電阻，更換為22歐的電阻后，G極波形如圖三所示，Ton和Toff已經(jīng)接近圖二要求的時(shí)間，MOS管24V時(shí)帶載27歐，輸出功率21.3W，輸出電壓正常，MOS管基本不發(fā)熱。
1、電路設計的問(wèn)題，就是讓MOS管工作在線(xiàn)性的工作狀態(tài)，而不是在開(kāi)關(guān)狀態(tài)。這也是導致MOS管發(fā)熱的一個(gè)原因。如果N-MOS做開(kāi)關(guān)，G級電壓要比電源高幾V，才能完全導通，P-MOS則相反。沒(méi)有完全打開(kāi)而壓降過(guò)大造成功率消耗，等效直流阻抗比較大，壓降增大，所以U*I也增大，損耗就意味著(zhù)發(fā)熱。這是設計電路的最忌諱的錯誤；（本次產(chǎn)品測試問(wèn)題點(diǎn)雖然不是出在電路設計上，但BOM做錯比設計錯誤往往更難分析）
2、頻率太高，主要是有時(shí)過(guò)分追求體積，導致頻率提高，MOS管上的損耗增大了，所以發(fā)熱也加大了；
3、沒(méi)有做好足夠的散熱設計，電流太高，MOS管標稱(chēng)的電流值，一般需要良好的散熱才能達到。所以ID小于最大電流，也可能發(fā)熱嚴重，需要足夠的輔助散熱片；
4、MOS管的選型有誤，對功率判斷有誤，MOS管內阻沒(méi)有充分考慮，導致開(kāi)關(guān)阻抗增大。
MOS管工作狀態(tài)有四種，開(kāi)通過(guò)程、導通狀態(tài)、關(guān)斷過(guò)程，截止狀態(tài)；
MOS管主要損耗：開(kāi)關(guān)損耗，導通損耗，截止損耗，還有雪崩能量損耗，開(kāi)關(guān)
損耗往往大于后者；
MOS管主要損壞原因：過(guò)流（持續大電流或瞬間超大電流），過(guò)壓（D-S，G-S被擊穿），靜電（個(gè)人認為可屬于過(guò)壓）；
MOS管工作過(guò)程非常復雜，里面變量很多，總之開(kāi)關(guān)慢不容易導致米勒震蕩（介紹米勒電容，米勒效應等，很詳細），但開(kāi)關(guān)損耗會(huì )加大，發(fā)熱大；開(kāi)關(guān)的速度快，損耗會(huì )減低，但是米勒震蕩很厲害，反而會(huì )使損耗增加。驅動(dòng)電路布線(xiàn)和主回路布線(xiàn)要求很高，最終就是尋找一個(gè)平衡點(diǎn)，一般開(kāi)通過(guò)程不超過(guò)1us；
Qgs：柵極從0V充電到對應電流米勒平臺時(shí)總充入電荷，這個(gè)時(shí)候給Cgs充電（相當于Ciss，輸入電容）；
Qgd：整個(gè)米勒平臺的總充電電荷（不一定比Qgs大，僅指米勒平臺）；
Qg：總的充電電荷，包含Qgs，Qgd，以及之外的其它；
上述三個(gè)參數的單位是nc（納庫），一般為幾nc到幾十nc；
Rds（on）：導通內阻，這個(gè)耐壓一定情況下，越小損耗；
總的選型規則：Qgs、Qgd、Qg較小，Rds（on）也較小的管.
聯(lián)系方式：鄒先生
聯(lián)系電話(huà)：0755-83888366-8022
手機：18123972950
QQ：2880195519
聯(lián)系地址：深圳市福田區車(chē)公廟天安數碼城天吉大廈CD座5C1
請搜微信公眾號:“KIA半導體”或掃一掃下圖“關(guān)注”官方微信公眾號
請“關(guān)注”官方微信公眾號:提供 MOS管 技術(shù)幫助
