提高開(kāi)關(guān)電源效率及可靠性之半橋諧振LLC+CoolMOS開(kāi)關(guān)管-KIA MOS管
信息來(lái)源：本站 日期：2019-07-11
半橋諧振LLC+CoolMOS開(kāi)關(guān)管？電路結構，半橋結構如圖所示，它是兩個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件（如 MOS 管）以圖騰柱的形式相連接，以中間點(diǎn)作為輸出，提供方波信號。這種結構在 PWM 電機控制、DC-AC逆變、電子鎮流器等場(chǎng)合有著(zhù)廣泛的應用。半橋結構如圖所示，它是兩個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件（如 MOS 管）以圖騰柱的形式相連接，以中間點(diǎn)作為輸出，提供方波信號。
這種結構在 PWM 電機控制、DC-AC逆變、電子鎮流器等場(chǎng)合有著(zhù)廣泛的應用。上下兩個(gè)管子由反相的信號控制，當一個(gè)功率管開(kāi)時(shí)，另一個(gè)關(guān)斷，這樣在輸出點(diǎn) OUT 就得到電壓從 0 到 VHV的脈沖信號。由于開(kāi)關(guān)延時(shí)的存在，當其中的一個(gè)管子柵極信號變?yōu)榈蜁r(shí)，它并不會(huì )立刻關(guān)斷，因此一個(gè)管子必須在另一個(gè)管子關(guān)斷后一定時(shí)間方可開(kāi)啟，以防止同時(shí)開(kāi)啟造成的電流穿通，這個(gè)時(shí)間稱(chēng)為死區時(shí)間，如圖中Td所示。
下圖為半橋電路結構及高低側驅動(dòng)信號，半橋電路相較全橋電路具有成本低、控制相對容易的優(yōu)勢，但是由于半橋電路的變壓器輸入電壓僅為約正負(1/2)Vin，相較全橋電路當輸入電壓輸出電壓相同時(shí)，傳遞相同的功率半橋電路原邊開(kāi)關(guān)管承受的電流應力要比全橋電路大得多（約為兩倍），半橋電路一般應用于中小功率（1KW以下）場(chǎng)合。
近來(lái)，LLC拓撲以其高效，高功率密度受到廣大電源設計工程師的青睞，但是這種軟開(kāi)關(guān)拓撲對MOSFET 的要求卻超過(guò)了以往任何一種硬開(kāi)關(guān)拓撲。特別是在電源啟機，動(dòng)態(tài)負載，過(guò)載，短路等情況下。CoolMOS 以其快恢復體二極管 ，低Qg 和Coss能夠完全滿(mǎn)足這些需求并大大提升電源系統的可靠性。
長(cháng)期以來(lái)， 提升電源系統功率密度，效率以及系統的可靠性一直是研發(fā)人員面臨的重大課題。提升電源的開(kāi)關(guān)頻率是其中的方法之一， 但是頻率的提升會(huì )影響到功率器件的開(kāi)關(guān)損耗，使得提升頻率對硬開(kāi)關(guān)拓撲來(lái)說(shuō)效果并不十分明顯，硬開(kāi)關(guān)拓撲已經(jīng)達到了它的設計瓶頸。
而此時(shí)，軟開(kāi)關(guān)拓撲，如LLC拓撲以其獨具的特點(diǎn)受到廣大設計工程師的追捧。但是這種拓撲卻對功率器件提出了新的要求。
LLC 拓撲的以下特點(diǎn)使其廣泛的應用于各種開(kāi)關(guān)電源之中：
1. LLC 轉換器可以在寬負載范圍內實(shí)現零電壓開(kāi)關(guān)。
2. 能夠在輸入電壓和負載大范圍變化的情況下調節輸出，同時(shí)開(kāi)關(guān)頻率變化相對很小。
3. 采用頻率控制，上下管的占空比都為50%.
4. 減小次級同步整流MOSFET的電壓應力 ，可以采用更低的電壓MOSFET從而減少成本。
5. 無(wú)需輸出電感 ，可以進(jìn)一步降低系統成本。
6. 采用更低電壓的同步整流MOSFET, 可以進(jìn)一步提升效率。
圖1和圖2分別給出了LLC諧振變換器的典型線(xiàn)路和工作波形。如圖1所示LLC轉換器包括兩個(gè)功率MOSFET（Q1和Q2），其占空比都為0.5;諧振電容 Cr,副邊匝數相等的中心抽頭變壓器Tr,等效電感Lr,勵磁電感Lm,全波整流二極管D1和D2以及輸出電容Co。
圖1 LLC諧振變換器的典型線(xiàn)路
圖2 LLC諧振變換器的工作波形
而LLC有兩個(gè)諧振頻率，Cr, Lr 決定諧振頻率fr1; 而Lm, Lr, Cr決定諧振頻率fr2。
系統的負載變化時(shí)會(huì )造成系統工作頻率的變化，當負載增加時(shí)， MOSFET開(kāi)關(guān)頻率減小， 當負載減小時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率增大。
1、LLC諧振變換器的工作時(shí)序
LLC變換器的穩態(tài)工作原理如下。
1）〔t1,t2〕
Q1關(guān)斷，Q2開(kāi)通，電感Lr和Cr進(jìn)行諧振，次級D1關(guān)斷，D2開(kāi)通，二極管D1約為兩倍輸出電壓，此時(shí)能量從Cr, Lr轉換至次級。直到Q2關(guān)斷。
2）〔t2,t3〕
Q1和Q2同時(shí)關(guān)斷，此時(shí)處于死區時(shí)間， 此時(shí)電感Lr, Lm電流 給Q2的輸出電容充電，給Q1的輸出電容放電直到Q2輸出電容的電壓等于Vin.
次級D1和D2關(guān)斷 Vd1=Vd2=0, 當Q1開(kāi)通時(shí)該相位結束。
3）〔t3,t4〕
Q1導通，Q2關(guān)斷。D1導通， D2關(guān)斷， 此時(shí)Vd2=2Vout
Cr和Lr諧振在fr1, 此時(shí)Ls的電流通過(guò)Q1返回到Vin,直到Lr的電流為零次相位結束。
4）〔t4,t5〕
Q1導通， Q2關(guān)斷， D1導通， D2關(guān)斷，Vd2=2Vout
Cr和Lr諧振在fr1, Lr的電流反向通過(guò)Q1流回功率地。能量從輸入轉換到次級，直到Q1關(guān)斷該相位結束
5）〔t5,t6）
Q1,Q2同時(shí)關(guān)斷， D1,D2關(guān)斷， 原邊電流I（Lr+Lm）給Q1的Coss充電， 給Coss2放電， 直到Q2的Coss電壓為零。此時(shí)Q2二極管開(kāi)始導通。Q2開(kāi)通時(shí)相位結束。
6）〔t6,t7〕
Q1關(guān)斷，Q2導通，D1關(guān)斷， D2 開(kāi)通，Cr和Ls諧振在頻率fr1, Lr 電流經(jīng)Q2回到地。當Lr電流為零時(shí)相位結束。
2、LLC諧振轉換器異常狀態(tài)分析
以上描述都是LLC工作在諧振模式， 接下來(lái)我們分析LLC轉換器在啟機， 短路， 動(dòng)態(tài)負載下的工作情況。
A、啟機狀態(tài)分析
通過(guò)LLC仿真我們得到如圖3所示的波形，在啟機第一個(gè)開(kāi)關(guān)周期，上下管會(huì )同時(shí)出現一個(gè)短暫的峰值電流Ids1和Ids2。由于MOSFET Q1開(kāi)通時(shí)會(huì )給下管Q2的輸出電容Coss充電，當Vds為高電平時(shí)充電結束。而峰值電流Ids1和Ids2也正是由于Vin通過(guò)MOSFET Q1給Q2結電容Coss的充電而產(chǎn)生。
圖3 LLC 仿真波形
我們將焦點(diǎn)放在第二個(gè)開(kāi)關(guān)周期時(shí)如圖4,我們發(fā)現此時(shí)也會(huì )出現跟第一個(gè)開(kāi)關(guān)周期類(lèi)似的尖峰電流，而且峰值會(huì )更高，同時(shí)MOSFET Q2 Vds也出現一個(gè)很高的dv/dt峰值電壓。那么這個(gè)峰值電流的是否仍然是Coss引起的呢？我們來(lái)做進(jìn)一步的研究。
圖4 第二個(gè)開(kāi)關(guān)周期波形圖
對MOSFET結構有一定了解的工程師都知道，MOSFET不同于IGBT,在MOSFET內部其實(shí)寄生有一個(gè)體二極管，跟普通二極管一樣在截止過(guò)程中都需要中和載流子才能反向恢復， 而只有二極管兩端加上反向電壓才能夠使這個(gè)反向恢復快速完成，而反向恢復所需的能量跟二極管的電荷量Qrr相關(guān)，而體二極管的反向恢復同樣需要在體二極管兩端加上一個(gè)反向電壓。
在啟機時(shí)加在二極管兩端的電壓Vd=Id2 x Ron. 而Id2在啟機時(shí)幾乎為零，而二極管在Vd較低時(shí)需要很長(cháng)的時(shí)間來(lái)進(jìn)行反向恢復。如果死區時(shí)間設置不夠，如圖5所示高的dv/dt會(huì )直接觸發(fā)MOSFET內的BJT從而擊穿 MOSFET。
圖5 高的dv/dt會(huì )直接觸發(fā)MOSFET內的BJT從而擊穿 MOSFET
通過(guò)實(shí)際的測試 ，我們可以重復到類(lèi)似的波形，第二個(gè)開(kāi)關(guān)周期產(chǎn)生遠比第一個(gè)開(kāi)關(guān)周期高的峰值電流，同時(shí)當MOSFET在啟機的時(shí)dv/dt高118.4V/ns. 而Vds電壓更是超出了600V的最大值。MOSFET在啟機時(shí)存在風(fēng)險。
圖6 實(shí)際測試的波形
B、異常狀態(tài)分析
下面我們繼續分析在負載劇烈變化時(shí)，對LLC拓撲來(lái)說(shuō)存在那些潛在的風(fēng)險。
在負載劇烈變化時(shí)，如短路，動(dòng)態(tài)負載等狀態(tài)時(shí)，LLC電路的關(guān)鍵器件MOSFET同樣也面臨著(zhù)挑戰。
通常負載變化時(shí)LLC 都會(huì )經(jīng)歷以下3個(gè)狀態(tài)。我們稱(chēng)之為硬關(guān)斷， 而右圖中我們可以比較在這3個(gè)時(shí)序當中，傳統MOSFET和CoolMOS內部載流子變化的不同， 以及對MOSFET帶來(lái)的風(fēng)險。
時(shí)序1, Q2零電壓開(kāi)通，反向電流經(jīng)過(guò)MOSFET和體二極管， 此時(shí)次級二極管D2開(kāi)通，D1關(guān)段。
傳統MOSFET此時(shí)電子電流經(jīng)溝道區，從而減少空穴數量。
CoolMOS此時(shí)同傳統MOSFET一樣電子電流經(jīng)溝道，穴減少，不同的是此時(shí)CoolMOS 的P井結構開(kāi)始建立。
時(shí)序2, Q1和Q2同時(shí)關(guān)斷，反向電流經(jīng)過(guò)MOSFETQ2體二極管。
Q1和Q2關(guān)斷時(shí)對于傳統MOSFET和CoolMOS來(lái)說(shuō)內部電子和空穴路徑和流向并沒(méi)有太大的區別。
時(shí)序3, Q1此時(shí)開(kāi)始導通，由于負載的變化，此時(shí)MOSFET Q2的體二極管需要很長(cháng)的時(shí)間來(lái)反向恢復。當二極管反向恢復沒(méi)有完成時(shí)MOSFET Q2出現硬關(guān)斷，此時(shí)Q1開(kāi)通，加在Q2體二極管上的電壓會(huì )在二極管形成一個(gè)大電流從而觸發(fā)MOSFET內部的BJT造成雪崩。
-傳統MOSFET此時(shí)載流子抽出，此時(shí)電子聚集在PN節周?chē)?空穴電流擁堵在PN節邊緣。
-CoolMOS的電子電流和空穴電流各行其道， 此時(shí)空穴電流在已建立好的P井結構中流動(dòng)，并無(wú)電子擁堵現象。
綜上， 當LLC電路出現過(guò)載，短路，動(dòng)態(tài)負載等條件下，一旦二極管在死區時(shí)間不能及時(shí)反向恢復， 產(chǎn)生的巨大的復合電流會(huì )觸發(fā)MOSFET內部的BJT使MOSFET失效。有的 CoolMOS采用Super Juction結構，這種結構在MOSFET硬關(guān)斷的狀態(tài)下，載流子會(huì )沿垂直構建的P井中復合， 基本上沒(méi)有側向電流， 大大減少觸發(fā)BJT的機會(huì )。
通過(guò)以上的分析，可以看到增加MOSFET的死區時(shí)間，可以提供足夠的二極管反向恢復時(shí)間同時(shí)降低高dv/dt, di/dt 對LLC電路造成的風(fēng)險。但是增加死區時(shí)間是唯一的選擇么？下面我們進(jìn)一步分析如何夠降低風(fēng)險提升系統效率。
對于LLC 電路來(lái)說(shuō)死區時(shí)間的初始電流為
而LLC能夠實(shí)現ZVS必須滿(mǎn)足
而最小勵磁電感為
根據以上3個(gè)等式，我們可以通過(guò)以下三種方式讓LLC實(shí)現ZVS。
第一， 增加Ipk。
第二， 增加死區時(shí)間。
第三， 減小等效電容Ceq即Coss。
從以上幾種狀況，我們不難分析出。增加Ipk會(huì )增加電感尺寸以及成本，增加死區時(shí)間會(huì )降低正常工作時(shí)的電壓，而最好的選擇無(wú)疑是減小Coss,因為減小無(wú)須對電路做任何調整，只需要換上一個(gè)Coss相對較小MOSFET即可。
LLC 拓撲廣泛的應用于各種開(kāi)關(guān)電源當中，而這種拓撲在提升效率的同時(shí)也對MOSFET提出了新的要求。不同于硬開(kāi)關(guān)拓撲，軟開(kāi)關(guān)LLC諧振拓撲不僅僅對MOSFET的導通電阻（導通損耗）、Qg（開(kāi)關(guān)損耗）有要求，同時(shí)對于如何能夠有效的實(shí)現軟開(kāi)關(guān)，如何降低失效率，提升系統可靠性，降低系統的成本有更高的要求。CoolMOS，具有快速的體二極管，低Coss,有的可高達650V的擊穿電壓，使LLC拓撲開(kāi)關(guān)電源具有更高的效率和可靠性。
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